SVPWM的升壓型逆變應急電源研制

種浩，陳小平

(蘇州大學 電子信息學院，蘇州 215006)

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SVPWM的升壓型逆變應急電源研制

種浩，陳小平

(蘇州大學 電子信息學院，蘇州 215006)

為減少電網停電造成的嚴重安全問題，設計了一種可調輸出的應急電源。該裝置主要分為DC/DC升壓模塊、DC/AC逆變控制模塊和充電控制模塊。DC/DC升壓模塊以SG3525A為控制核心，利用三端穩壓器TL431及光耦PC817組成的反饋回路實現穩壓輸出，調節反饋電阻，實現輸出電壓可調。該裝置已在電梯控制系統中試驗成功，表明輸出可調方案可行、運行穩定可靠。

可調輸出；應急電源；DC/DC升壓模塊；DC/AC逆變控制模塊；充電控制模塊

引 言

隨著經濟的發展，社會對供電的依賴越來越大，不可避免的電網停電將造成重大的社會影響和經濟損失，為了解決類似問題，應急電源應運而生[1]。應急電源主要由升壓和逆變兩個功率變換環節組成[2]。逆變后加工頻變壓器進行隔離升壓，該方案中工頻變壓器龐大并且伴隨著嚴重的噪聲污染[3]，為了提高效率并減小裝置體積，本裝置采用直流升壓后再逆變輸出的方案。本文介紹了一種輸出可調的應急電源，可輸出220～380 V/50 Hz單相交流電；裝置采用硬件邏輯電路對電網實時監測，其結構簡單、可靠性強；逆變環節采用統一空間矢量脈寬調制 (Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)算法，不需要進行復雜數學運算，效率高,更易于數字化實現。裝置輸出電壓范圍廣，可以應用在多種工業控制場合，具有重要的實用意義。

1 整體設計方案

本裝置主要分為DC/DC升壓模塊、DC/AC逆變控制模塊和充電控制模塊。其中DC/DC升壓模塊以SG3525A為核心，采用UCC27324實現對MOS管的驅動，利用三端穩壓器TL431及光耦PC817組成的反饋回路實現直流穩壓輸出，調節反饋電阻實現輸出電壓可調；DC/AC逆變控制模塊以STM32F103CBT6微控制器為主控核心，利用統一SVPWM算法實現逆變功能，由微控制器進行DC/DC升壓模塊及充電控制模塊的整體控制；充電控制模塊以固定頻率脈寬調制器TL494為核心，實現對24 V蓄電池充電的功能，利用繼電器組成的硬件邏輯電路實時監測電網是否斷電。

2 硬件設計

整體硬件框圖如圖1所示。

圖1 整體硬件框圖

圖2 DC/DC升壓模塊主要電路圖

圖1中輸入與輸出單相50 Hz交流電應保持幅值一致，輸出幅值大小由DC/DC升壓模塊中的反饋電阻控制。本裝置可以輸出單相220 V/50 Hz～380 V/50 Hz交流電，根據需要調節反饋電阻，得到需要的幅值輸出。圖1中接觸器與DC/AC逆變控制模塊均可以輸出單相50 Hz交流電，但是兩者不同時輸出。當DC/AC逆變控制模塊輸出單相50 Hz交流電時，接觸器處于斷開狀態，無輸出；當DC/AC逆變控制模塊不輸出單相50 Hz交流電時，接觸器處于吸合狀態，直接輸出電網電壓。圖1中變壓器輸入端由裝置外部開關控制，裝置外部開關閉合時變壓器輸出12 V和24 V兩路交流電壓。為了保證裝置穩定可靠，充電控制模塊中由繼電器組成的硬件邏輯電路的輸出信號需經過接觸器的常閉端及裝置外部開關后接入DC/AC逆變控制模塊。當接觸器斷開并且裝置外部開關閉合時，硬件邏輯電路檢測到的斷電信號才有效。DC/DC升壓模塊為DC/AC逆變控制模塊提供升壓后的直流電壓，DC/AC逆變控制模塊為DC/DC升壓模塊提供控制信號(用來決定DC/DC升壓模塊是否工作)。DC/AC逆變控制模塊同時為充電控制模塊提供控制信號。

2.1 升壓電路設計

升壓電路需要實現24 V至設定幅值的轉換，其中設定幅值由所需輸出單相50 Hz交流幅值及調制比M決定。本裝置可以輸出單相220 V/50 Hz～380 V/50 Hz交流電，調制比M=0.94。DC/DC升壓模塊以SG3525A為核心，該芯片為電壓模式控制的集成PWM控制器[4]，可以輸出兩路相位相差180°的PWM，內部含有誤差放大器，可以通過誤差放大器對輸出PWM占空比進行調節。SG3525A的振蕩頻率為100 Hz～400 kHz，具體計算公式如下：

其中CT、RT、Rd分別為SG3525A的5腳、6腳、7腳連接的電容或電阻。本裝置取CT=2 nF,RT=10 kΩ，Rd=47Ω。為了增強驅動能力,后級添加了由UCC27324組成的驅動電路。UCC27324為TI公司生產的雙路高速低功耗MOS驅動器，實驗證明UCC27324的響應速度明顯優于三極管組成的推挽驅動電路，同時UCC27324驅動電路簡單，外圍器件少，因此本裝置采用UCC27324組成的驅動電路。DC/DC升壓模塊主要電路圖如圖2所示。

UCC27324輸出的兩路PWM分別接入Q1和Q2的柵極，變壓器初級中間抽頭接24 V，變壓器次級輸出經全波整流濾波后得到所需直流電壓。本裝置輸出功率為500 W，為了滿足輸出功率要求，需使用兩個變壓器(兩個變壓器輸入端由獨立IRF3710控制，輸出端經全波整流后并聯)并且每個變壓器的Q1/Q2位置分別為2個并聯的IR3710。

2.2 穩壓電路設計

DC/AC逆變控制模塊輸出單相電壓的穩定依賴于DC/DC升壓模塊輸出的直流電壓的穩定。為了得到穩定的直流電壓，本裝置采用三端穩壓器TL431及光耦PC817組成的反饋回路進行電壓調節。DC/DC反饋回路如圖3所示。

圖3 DC/DC反饋回路

三端穩壓器PC817的電流傳輸范圍為80%～140%，當PC817二極管正向電流If在3 mA左右時，傳輸比在130%左右[5]，此時PC817的線性范圍較大，因此選擇If=3 mA。為了使三端穩壓器TL431能正常工作，需要滿足：

圖4 逆變驅動電路

其中，Vd=1.2 V，VDC為直流電壓，I為流經R9電流，V817為PC817的1腳電壓。令R9= 5.1 kΩ，得R<149 kΩ。本裝置中選用4個470 kΩ并聯作為R。

直流電壓是由SG3525A控制產生的，SG3525A中存在誤差放大器模塊，通過對誤差放大器模塊輸入端調節即可得到兩路相位差180°、占空比可變的PWM。TL431是可調式精密并聯穩壓器，當高壓波動時，TL431的1腳電位即發生變化。當1腳電壓不等于2.5 V時，流經TL431的3腳電流發生變化，從而使光耦PC817輸出端(3腳)電壓發生變化。將PC817的3腳接入SG3525A的1腳(誤差放大器的反相輸入端)，當PC817的3腳電壓發生變化時，SG3525A的誤差放大器輸出即發生變化，從而使SG3525A輸出的兩路相位相差180°的PWM占空比發生變化，達到負反饋調節的作用。穩壓時，R11兩端電壓為2.5 V，當R11變大時，穩壓輸出直流電壓變小，反之亦然。通過調節R11阻值即可改變輸出直流電壓幅值，從而改變裝置單相50 Hz交流幅值。

2.3 逆變驅動電路設計

逆變驅動電路如圖4所示。IR2113是IR公司生產的高速MOS/IGBT驅動，兩路通道具有獨立的參考輸出，高端輸出電壓最大值為600 V，而本裝置最高需要560 V左右，滿足要求。IR2113外部電路僅需要自舉二極管和自舉電容。 當IR2113的13腳(SD)為低電平時，有兩路輸出，反之亦然。為了保證后級逆變電路的安全性，采用三極管8550和8050組成的驅動電路對IR2113進行開關控制。

2.4 充電控制電路設計

當外部單相50 Hz交流由正常供電狀態轉為斷電狀態時，裝置中DC/DC升壓模塊和DC/AC逆變控制模塊工作；當外部單相50 Hz交流處于其他狀態時，裝置中DC/DC升壓模塊和DC/AC逆變控制模塊不工作，利用圖5所示的邏輯電路模塊可以實現上述功能。邏輯電路模塊由一個24 V雙刀雙擲繼電器和兩個24 V單刀單擲繼電器組成。圖中SIGNAL_IN為充電電路的輸出端，當外部單相50 Hz交流處于正常供電狀態時，充電電路工作，SIGNAL_IN為高電平(24 V)，K4工作(K4的6腳輸出高電平)，K2工作(K4的1腳輸出高電平)；當外部單相50 Hz交流處于斷電狀態時，充電電路不工作，SIGNAL_IN為低電平(0 V)，K4停止工作，K2仍正常工作，K3工作，SIGNAL_OUT輸出低電平；當外部單相50 Hz交流再次處于正常供電狀態時，K3停止工作，SIGNAL_OUT輸出高電平。SIGNAL_OUT的電平高低決定著DC/AC逆變控制模塊及DC/DC升壓模塊是否可以獲得工作所需的24 V直流電壓。

圖5 邏輯電路模塊

3 軟件設計

SVPWM算法是變頻調速技術中的經典算法，它具有諧波失真小和直流利用率高的特點，同時它的響應速度和數字化實現也具有明顯優勢，因此廣泛應用于變頻調速領域。傳統的SVPWM算法計算復雜，而統一SVPWM算法直接利用單相參考電壓瞬時值計算SVPWM波形的開關狀態切換時間，不需進行坐標變換、三角函數運算、有效矢量作用時間計算、扇區判斷和區域轉換，因而更易于數字化實現[6]。

圖6 等效SVPWM 算法實現過程

圖6簡述了等效SVPWM算法的實現過程，其中第一步最值計算即求此時刻相應單相Ua、Ub中的最大值和最小值；第二步中零序電壓分量Uz的計算需通過下式得出：

其中，ξ為零矢量分配因子，本設計采用零矢量均勻分配的方式[7]，即取ξ=0.5；第三步時間計算的公式是根據相似三角形原理推導得出的，最終計算公式為：

其中，Ts為PWM載波的周期。

本設計中開關頻率為8 kHz，即Ts=1/8 000 s。如需產生50 Hz的單相交流，則一個周期內需要進行8 000/50=160次計算，每次計算時Ua、Ub所對應的值都會有變化，因此每次計算都需要進行一次最值計算，然后根據最值求出零序電壓分量，再根據零序電壓分量和電壓Ua、Ub值求出最后需要的各相的時間ta、tb。經過上述三步計算即可將SVPWM算法程序化實現。

4 實驗結果

4.1 輸出波形測試

按照上述方法實現SVPWM算法，程序中設置載波頻率為8 kHz，死區時間為2 μs，調制比M=0.94。圖7為逆變過程中半橋輸出波形，示波器探頭衰減10倍，每一格代表200 μs/100 V，從圖中可以看出頻率為8 kHz、直流電壓為560 V左右。圖8為單相237 V/50 Hz逆變輸出波形，一格為5 ms/100 V，從圖中可以看出,輸出正弦波的頻率為50 Hz，峰值為336 V左右。

圖7 逆變半橋輸出波形

圖8 單相237 V/50 Hz逆變輸出波形

4.2 負載測試

4.2.1 使用儀器

使用如下儀器測試：AGILENT 34401A數字臺式萬用表、PLUNK 17B數字萬用表、GWINSTEK GPD-3303D可編程線性直流電源、RIGOL DS1074四通道示波器。

4.2.2 負載測試結果

將三個并聯100 W/220 V燈泡作為負載，部分測試數據如表1所列。其中，VAC為DC/AC逆變控制模塊輸出交流電壓有效值，VDC為DC/DC升壓模塊輸出直流電壓，I為DC/AC逆變控制模塊輸出電流有效值，η為DC/AC逆變控制模塊效率。VAC和VDC均由PLUNK 17B數字萬用表測量得到，I由AGILENT 34401A數字臺式萬用表測量得到。

表1 負載測試數據

結 語

本文介紹了一種應急電源的設計方案。詳細介紹了設計方案中的硬件設計部分，對軟件部分的SVPWM算法進行了簡要說明。傳統的應急電源輸出固定，適用場合單一，該設計方案可以輸出220～380 V/50 Hz單相交流；采用硬件邏輯電路對電網進行實時監測，結構簡單、可靠性強；逆變環節采用統一SVPWM算法，不需要

Boost Inverter Emergency Power Based on SVPWM

Chong Hao,Chen Xiaoping

(School of Electronics&Information Engineering,Soochow University,Suzhou 215006,China)

To reduce the safety problem caused by the power failure,an emergency power supply with adjustable output is designed.The device is mainly composed of the DC/DC boost module,the DC/AC inverter control module and the charging control module.The DC/DC boost module uses SG3525A as the control center,and utilizes the feedback circuit which consist of three-terminal regulator TL431 and optocoupler PC817 to achieve the regulated output.The adjustable output voltage is achieved by adjusting the feedback resistor.The device has been successfully tested in the elevator control system.It indicates that the method is feasible,and the device is stable and reliable.

adjustable output;emergency power;DC/DC boost module;DC/AC inverter control module;charging control module

TP273

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