基于STM32的能量反饋型電子負載設計

雷新穎，王成，蘇力

（西安航空學院電子工程學院，陜西西安710077）

為了使UPS能夠滿足不同情況的應用，對其進行老化或性能測試的實驗中需要使用不同性質的負載。電子負載是可以設置阻性、容性和感性等不同狀態的負載，對此項工作帶來很大的方便。普通電子負載所耗費的能量以熱能的形式散失，當對UPS長時間老化時，浪費的能量巨大。能量反饋型電子負載可以在作不同性質負載得同時，將從UPS所獲得的電能反饋回電網，從而節約大量能源[1]。

能量反饋型電子負載控制系統比較龐大，一般采用計算能力強大的DSP進行控制。但DSP系統價格較高，與單片機相比且容易受到干擾。普通的8位或16位單片機計算能力弱，工作速度慢，不能用來控制能量反饋型電子負載。STM32單片機是一種工作速度快，功能強大的32位單片機，現在應用越來越廣。文中采用STM32為控制器[3,7]，使用滯環控制法[4,8]和數字PID算法[2]對系統進行控制，設計能量反饋型電子負載。

1 系統方案設計

能量反饋型電子負載包括主電路和控制電路。主電路采用AC/DC/AC變換結構，包括前后兩級，前級是整流級，后級是逆變級[1]。整流級直接作為UPS的負載，從UPS獲得電能，將電能存儲在整流級和逆變級之間的大電容上。逆變級負責將電容上的電能反饋進電網?？刂齐娐芬許TM32單片機為核心，對前后兩級進行控制。控制電路的主要功能有3個：第一，通過控制流入整流級的電流，可以實現阻性、容性和感性等不同狀態的負載。第二，逆變級輸出的電流要與電網電壓同頻同相，保證功率因數為1。第三，通過自動調節反饋電流的大小，保證中間大電容上的電壓穩定。

圖1 系統框圖

把整流級作為一個控制對象，流入整流級的電流是被控制量。從控制角度來看，電子負載運行在阻性狀態時，設置的流入整流級電流與整流級輸入端的電壓頻率和相位相同；電子負載運行在容性狀態時，設置的流入整流級電流與整流級輸入端的電壓頻率相同，相位超前90°；電子負載運行在感性狀態時，設置的流入整流級電流與整流級輸入端的電壓頻率相同，相位滯后90°?？刂扑悸肪褪鞘箤嶋H流入整流級的電流時刻跟隨設置的流入整流級電流。采用的具體控制方法是滯環控制方法。

逆變級的控制如同整流級，把逆變級也作為一個控制對象，逆變級輸出電流是被控制量。從控制角度來看，逆變時，設置的逆變級輸出電流與逆變級輸入端的電壓同頻同相。

工作時，中間大電容上電壓太低，流入整流級的電流和逆變級輸出的電流波形將出現畸變。電壓太高將損壞器件，危害系統安全。所以必須對大電容上的電壓進行控制，使其穩定。整流級輸出的電流一部分流入中間大電容上，一部分流入逆變級。電容上的電壓既受到整流級影響，又受到逆變級影響。整流級的工作狀態是根據使用要求設置好的，不能改變。電容上的電壓的調節通過逆變級進行調節。電容上的電壓升高時，增大逆變電流降低它；反之電容上的電壓降低時，減小逆變電流升高它。

對整個系統，兩級之間的大電容是被控對象，大電容上電壓是被控量，逆變級可以看成執行機構，那么逆變級輸出電流的控制閉環和大電容上電壓的控制閉環組成了雙閉環控制系統。逆變級輸出電流的控制閉環是內環，大電容上電壓的控制閉環是外環，如圖2所示。內環采用滯環控制算法，外環采用常用的PID算法進行控制。整流系統可以看為干擾環節，整流級采用滯環算法單獨控制。

圖2 控制系統框圖

2 硬件設計

整流級和逆變級的主電路基本相似，都由單相H橋、交流側大電感、直流側大電容組成，如圖3所示。整流級的交流側是主電路的輸入端，接被測設備輸出端，如UPS輸出端。逆變級的交流側是主電路的輸出端，接電網。直流側的大電容共用，大電容起存儲電能的作用。單相H橋的4個橋臂各由一個IGBT和一個與其反向并聯的二極管組成。當某一橋臂IGBT導通時，電流可以流過該IGBT，而反向的電流可以隨時流過該橋臂的二極管。IGBT選用FGA25N120型號?？刂齐娐分苯涌刂频氖?個橋臂IGBT的通斷，通過控制IGBT的通斷實現對流過電感L電流瞬時值增大或減小的調整。交流側電感起濾波、儲能和相位匹配等作用[1]。

圖3 主電路

整個控制電路的框圖如圖4所示，操作模塊設置兩個電位器和3個開關。一個電位器用來設置流入整流級電流幅值，另一個用來設置流入整流級電流的相位。一個開關是設置相位是超前還是滯后，一個是控0制系統開關，還有一個是總開關。兩個驅動模塊都帶有死區保護功能。

圖4 硬件框圖

控制電路的核心是單片機，其負責檢測和控制的變量比較多，因此選擇了工作速度快，功能強大的32位單片機，型號為STM32F103RBT6。單片機的PC6～PC9經過驅動電路[9]分別控制逆變級的4個IGBT，單片機的PC10～PC13經過驅動電路分別控制整流級的4個IGBT。PA8引腳用于輸入設置相位是超前還是滯后的開關信號。外部中斷0對應的PA0引腳，用于輸入整流級交流電壓的過零點信號。外部中斷1對應的PA1引腳，用于逆變級輸出交流電壓的過零點信號。定時器2用于中斷方式，起定時修改相角的作用。此單片機中有兩個12位ADC，可以用16個外部通道。用第8～12通道輸入5個模擬信號[6]。

3 軟件設計

控制程序利用ST公司提供的庫函數，采用C語言編寫[12]。程序由主函數、外部中斷0服務函數、外部中斷1服務函數、定時器重點服務函數和與初始化有關的函數組成。為了減小計算量，程序中利用數組存儲正弦函數值。數組共360個元素，對應0°～360°每個整度數的正弦值。

在主程序中，首先進行初始化，包括時鐘系統設置，引腳設置，中斷系統設置，外部中斷設置、ADC系統的設置和變量賦初值。完成后進入循環。循環中，先對大電容上電壓進行判斷，如果超限則立刻停機，防止大電容爆炸。如果正常則完成后續工作，對電流進行采樣，計算設置電流此刻瞬時值，對逆變級和整流級進行控制。如圖5所示。

定時器中斷服務程序用來，更新相角值。每來一次定時器中斷，相角值加1°。并且使相角在0°～360°循環。整流級和逆變級各有各的相角。

外部中斷0用于整流級控制，起到同步流入整流級電流相位與整流級輸入端電壓相位的作用。輸入電壓的每個上升沿，來一次外部中斷0的申請，進行一次他們相位的同步。

外部中斷1用于逆變級控制，起到同步流出逆變級電流相位與電網電壓相位的作用。輸入電壓的每個上升沿，來一次外部中斷0的申請，進行一次他們相位的同步。在外部中斷1的中斷服務中，還要完成對大電容上電壓控制?？刂扑惴ú捎糜鱿尴醯腜ID控制算法[15]。

圖5 主程序流程圖

4 實驗結果

為了調試方便，保證安全，采用變壓器對整流級交流側輸入電壓降壓，對逆變級輸出交流電壓進行升壓。兩變壓器的高壓側一起接電網。主電路通電后，控制電路還沒工作之前，通過二極管的整流作用，對大電容C充電，其兩端電壓可以達到變壓器低壓側交流電壓的最大值。控制電路工作后，如果整流級工作在整流狀態，大電容C上的電壓將進一步上升，而系統自動調整逆變級輸出電流，可以使大電容C上的電壓穩定。系統正常工作時，要求大電容C上的電壓穩定，因此先調試逆變級，再調試整流級，最后整體調試。大電容的電容取2 000 μF，交流側兩個大電感取2 mH[5]。

圖6是系統工作時，用虛擬儀器采樣并繪制的波形圖。圖6中的每張波形圖中有4條曲線，每幅圖中最低下的正弦波是電網電壓曲線，中間的直線為大電容C上的電壓，上邊兩條帶毛刺的正弦波是系統輸入輸出電流曲線，幅值較大的曲線是流入整流級的電流曲線，幅值較小的是逆變級輸出的電流曲線。這兩條電流曲線的毛刺比整流級或逆變級單獨工作時電流曲線上的毛刺要嚴重，這說明采用一個STM32單片機對整個系統控制，速度有些低，可以考慮采用兩個STM32單片機分別控制前后兩級。

圖6 波形圖

圖6（a）是系統運行在阻性狀態波形圖，此時輸入電流與輸入電壓同頻同相，逆變電流與電網電壓反相（設流入系統為電流正向），大電容C上的電壓穩。系統輸出電流隨系統輸入電流增大而增大，減小而減小，但輸出電流總比流入系統的電流小，這是系統的損耗所致。

圖6（b）是系統運行在容性狀態波形圖，此時系統輸入電流相位超前輸入電壓90°。圖6（c）和圖6（d）時系統運行在感性狀態波形圖，系統輸入電流相位滯后輸入電壓，系統運行在感性狀態。圖6（c）中輸入電流相位滯后輸入電壓45°，此時系統輸出電流的相位與電網電壓反相，逆變級工作在逆變狀態。圖6（d）中輸入電流相位滯后輸入電壓90°。當系統輸入電流相位超前或滯后輸入電壓90°時，整流級向大電容充電的有效電流為零，為了保持大電容C上的電壓穩定，需要逆變級向大電容進行微弱的充電。逆變級在控制系統的控制下，處于弱整流狀態。

5 結論

采用所選方案可以實現電子負載在阻性、容性和感性狀態下工作；在STM32單片機控制下系統能穩定連續運行；PID算法對穩定儲能大電容上的電壓，效果良好。

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