基于中心抽頭變壓器的倍頻感應加熱電源

盧 華胡金剛畢 闖向 勇

（1. 電子科技大學能源科學與工程學院 成都 611731 2. 電子科技大學航空航天學院 成都 611731）

基于中心抽頭變壓器的倍頻感應加熱電源

盧 華1胡金剛1畢 闖2向 勇1

（1. 電子科技大學能源科學與工程學院 成都 611731 2. 電子科技大學航空航天學院 成都 611731）

針對高頻大功率應用場合，提出了一種基于中心抽頭變壓器的倍頻式感應加熱電源。采用結構對稱的兩個半橋、共用諧振電容、抽頭變壓器耦合的方式，使得負載工作頻率為功率開關管工作頻率的兩倍，達到倍頻的目的。功率開關管具有軟開關特性，且導通時間為其開關周期的25%，相對于傳統的橋式逆變器來說，明顯降低了開關管的功耗。詳細分析了8個不同的工作模式及相應的系統參數關系，給出了電路參數的設計方法。最后以IGBT為功率開關管，設計了一臺小型樣機，通過實驗驗證了所提出的電源拓撲、理論分析及參數選取方法的正確性。

感應加熱 倍頻 抽頭變壓器 半橋

0 引言

感應加熱電源因具有功率因數高、電磁干擾小、加熱效率高等優勢，得到了廣泛的研究與應用[1-4]。在工程應用中，感應加熱電源輸出功率和頻率是兩項重要指標，在低頻大功率場合，如金屬熔煉，一般采用晶閘管或絕緣柵雙極晶體管（IGBT）[2,3]。由于IGBT的開關損耗以及拖尾電流的限制，其應用一般低于100kHz，對于更高頻率的應用場合，則采用金屬氧化物半導體場效應晶體管（MOSFET）[5-7]。對于金屬淬火、焊接等應用場合，要求高頻大功率的電源[3]，雖然MOSFET可以達到高頻的要求，但單個MOSFET的功率容量有限。提高MOSFET應用功率的方法是采用多管并聯的形式，但該方法不但降低了電源的穩定性，同時提高了成本[6,8]。IGBT易于大功率化，且相比并聯MOSFET，具有成本優勢[6]。但由于IGBT開關頻率的限制，很難實現高頻化。

對于IGBT的高頻化應用，可采用倍頻拓撲，間接拓寬應用頻率。文獻[6,9]直接并聯逆變單元，分時控制各單元，并聯的數量即為倍頻數。文獻[10]提出了基于并聯IGBT器件的倍頻式電源，通過分時控制各IGBT達到倍頻的目的。上述方法的不足之處在于增加了IGBT數量，從而導致成本大幅提升。文獻[11]論述了一種倍頻式IGBT高頻感應加熱電源拓撲，該拓撲具有換流和負載兩個諧振槽路，電路結構相對復雜，且當兩個槽路諧振頻率接近時，很難實現負載匹配。

全橋、半橋拓撲及抽頭變壓器在電源中應用廣泛[2-5,12]，本文基于橋式拓撲和中心抽頭變壓器，提出一種IGBT倍頻式感應加熱電源拓撲，其負載頻率是開關頻率的兩倍，間接拓寬了IGBT的使用頻率，適合高頻大功率應用場合。該拓撲在傳統的H橋逆變感應加熱電源基礎上，增加了諧振電容，同時將匹配變壓器換成中心抽頭變壓器。本電源拓撲結構簡單，器件應力與半橋相同，且可實現軟開關，相對于其他倍頻方法，控制簡單，無需額外增加IGBT，具有很強的工程應用價值。

1 工作原理

1.1 主拓撲結構

基于中心抽頭變壓器的倍頻IGBT感應加熱電源主拓撲如圖1所示。

圖1 倍頻IGBT感應加熱電源主拓撲Fig.1 Main topology of frequency doubling IGBT induction heating power supply

圖1中，Ud為電源電壓，S1U、S1D、S2U、S2D為IGBT；VD1U、VD1D、VD2U、VD2D為反并聯二極管；C1、C2為諧振電容；G1U、G1D、G2U、G2D為IGBT門極；NP1(NP2)、NS分別為變壓器一次和二次繞組匝數，其中NP1=NP2，匝比n=NP1/NS，變壓器極性如圖1所示；L、R分別為感應加熱線圈帶載時的等效電感和等效電阻。拓撲中各節點、支路的信號及參考方向如圖1所示。該拓撲可認為是由兩個半橋Leg1、Leg2組成，兩支橋臂共用諧振電容C1與C2。

1.2 工作狀態

理論分析時，忽略IGBT導通時間和壓降，變壓器全耦合，忽略諧振電容等效串聯電阻和死區時間。為了IGBT結電容在導通前釋放電荷，通常負載呈弱感性，即諧振電流相位滯后于電壓相位。

倍頻IGBT感應加熱電源主要工作波形如圖2所示。圖2中，G1U、G1D、G2U、G2D為驅動信號，開關周期為t0～t8，導通占空比均為25%，負載諧振頻率為IGBT開關頻率的2倍，從而實現倍頻的目的。

圖2 倍頻IGBT感應加熱電源主要工作波形Fig.2 Key waveforms of frequency doubling IGBT induction heating power supply

穩態工作時，整個開關周期共包含8個工作模式，均滿足UC1+UC2=Ud，具體分析如下。

1）模式1[t0,t1]，如圖3a所示。在t0時刻，開關管S2D關斷、S1U開啟，由于電流iS的波形滯后于開關波形，因此在t0～t1時間內，iS、iP1及iP2的方向為參考負方向。此時存在兩支電流回路：NP2—VD2U—C1和NP1—VD1U—Ud—C2，iP1通過VD1U續流，iP2通過VD2U續流，并給C1充電；iP1流入電源Ud，C2被反向充電。模式1結束時，iS、iP1及iP2降到0，C1電壓上升到最大值，C2電壓達到反向最大值，電感L的能量部分反饋回電源。由于節點A、B與直流源Ud等電位，因此S1D、S2D的電壓應力為Ud。

零電壓導通分析：在t0～t1時間段內，雖然S1U的導通信號已經送達，但是由于IGBT反并聯二極管被導通，S1U的端電壓為0，電源電壓Ud并沒有立即施加到S1U兩端，故模式1實現了零電壓導通（Zero Voltage Switch, ZVS）。

圖3 倍頻感應加熱電源工作模式Fig.3 Operation modes of frequency doubling induction heating power supply

2）模式2[t1,t2]，如圖3b所示。在t1時刻，電流iP1和iP2均減小為0，此后由于Leg2的S2U、S2D均處于關斷狀態，因此iP2保持為0，而iP1將正向增加。L、R通過變壓器NP1與C1、C2諧振，此時存在兩個諧振回路，分別為NP1—C2—Ud—S1U和NP1—C1—S1U。模式2階段，諧振電流均為正參考方向。根據中心抽頭變壓器的工作原理，可知UP1=UP2，因此A、B點等電位，故S2U的電壓應力為0，S1D與S2D的電壓應力均為Ud。

3）模式3[t2,t3]，如圖3c所示。在t2時刻，S1U關斷、S1D開通，由于iS尚未減小到0，因此iP1也未減小到0，iP1經過VD1D續流。根據中心抽頭式變壓器的原理可知，節點A和B的電位相等，VD1D被導通的同時，反并聯二極管VD2D也被導通，iS的續流一部分通過iP2完成。因此，在t2時刻，iP1突降，同時iP2突增。模式3期間，系統同樣存在兩個諧振回路：Ud—VD1D—NP1—C1和VD2D—NP2—C2。諧振過程中，C1被反向充電到最大值，C2被正向充電到最大值。根據節點A、B的電位可知，開關管S1U和S2U電壓應力均為Ud。

同理，模式1、模式3實現了S1D的零電壓導通。

4）模式4[t3,t4]，如圖3d所示。在t3時刻，iS減小到0，iP1和iP2也減小為0。S1D處于導通狀態，故iP1反向增加，S2D處于截止狀態，故iP2保持為0。L、R通過變壓器NP1與C1、C2諧振，此時兩個諧振回路分別為Ud—C1—NP1—S1D和NP1—C2—S1U。模式4期間，諧振電流均為參考負方向。A、B點的電位相等，故S1U與S2U的電壓應力均為Ud，S2D的應力為0。

5）模式5[t4,t5]，如圖3e所示。在t4時刻，S1D關斷、S2U開啟。模式5與模式1基本相同。模式5各參數關系如式（5）所示。同理，S2U零電壓導通。

6）模式6[t5,t6]，如圖3f所示。S1U處于關斷狀態，故iP1保持為0。模式6與模式2近似，不同的是：由于S2U處于導通狀態，諧振回路開始輪轉到Leg2。

7）模式7[t6,t7]，如圖3g所示。在t6時刻，開關管S2U關斷、S2D開通。工作模式7與工作模式3基本相同。

同理，模式1、模式7實現了S2D的零電壓導通。

8）模式8[t7,t8]，如圖3h所示。模式8與模式4近似。

模式8結束后，S2D關斷，S1U開啟，系統進入模式1，開始下一周期的循環運行。

2 電路參數設計

理論計算時，需要作如下假設：①IGBT為理想開關，忽略寄生電容和開通時間；②諧振電容無寄生電阻，抽頭變壓器為理想變壓器；③負載品質因數Q足夠大，從而保證諧振電流（iP1、iP2）按正弦規律變化。

根據第1節中的工作模式分析可知，若開關頻率等于諧振頻率的1/2，則穩定工作狀態只包含模式2、4、6、8。一個開關周期內，系統的Leg1和Leg2各完成一次諧振，且完全對稱，因此在進行等效電路分析時，僅考慮Leg1的諧振周期即可。根據變壓器的阻抗變換作用，將二次繞組NS串接的電感L和電阻R等效到一次繞組NP1，電源等效電路如圖4所示。

圖4 電源等效電路Fig.4 Equivalent circuits of power supply

圖4中，n為變壓器匝比（n=NP1/NS），圖4c中C=C1=C2。根據文獻[13]，諧振角頻率ω0和負載品質因數Q分別為

在一定的工況環境下，根據負載的要求，已知最大輸出功率P、負載角頻率ω、負載線圈的等效電感L以及等效負載R。工程中一般要求諧振槽路固有角頻率ω0與負載要求的角頻率接近，即ω0≈ω，根據式（4）可知，cosψ≈1。首先，根據最大輸出功率P、工況中提供的最大電源Ud以及式（10），計算中心抽頭負載匹配變壓器匝比n；然后，由已知的負載角頻率ω、負載等效電感L以及Q值要求，結合式（1）和式（2）計算電容C；最后，根據式（9）和式（11）選取滿足額定電壓、額定電流要求的諧振電容。

3 實驗

設計樣機輸出至負載的功率P=500W，測得線圈50kHz下的等效電感為1.63μH，等效電阻0.29Ω，中心抽頭變壓器匝比n=6。高頻感應加熱電源不同于其他選頻電路，特別是對調頻調功和脈寬調功的電源而言，Q值較小（Q≤3）[5,14]，本實驗中，設Q=1.5。根據式（10），在cosψ≈1時計算得到電源Ud= 161.5V，考慮電路損耗及功率因數，實驗輸入電源Ud=180V。根據式（1）和式（2）得到諧振電容C=0.117μF，實際選擇0.1μF。因此，電路的理論諧振頻率f0=46.92kHz。樣機實驗波形如圖5所示。

圖5 樣機實驗波形Fig.5 Experimental waveforms of prototype

圖5a中G1U為IGBT開關管S1U的驅動信號，iP1、iP2、iS分別為中心抽頭變壓器的兩個一次電流和二次電流；圖5b中G2D為IGBT開關管S2D的驅動信號。從圖5a中的G1U和iS可以看出，電流諧振頻率為IGBT驅動信號頻率的2倍，實現了倍頻功能。圖5中驅動信號頻率（即IGBT開關頻率）fs=22.97kHz，經二倍頻后，負載諧振電流頻率為45.94kHz，低于計算值f0（46.92kHz），原因在于計算時未將IGBT寄生電容和吸收電容考慮在內，這些電容的存在，使得實際諧振頻率低于計算值。

圖5a橢圓框A1、A2所示的波形與工作模式7和模式3理論分析波形趨勢一致，該波形是橋臂上下IGBT工作交換時產生的，實現了IGBT零電壓開通。圖5b中，A3、A4框所示的波形為橋臂Leg1與Leg2交替時產生的波形，分別對應模式1和模式5的波形，可以看出此處與理論分析波形不盡相同。從A3框可以看出，在S2D的關斷信號G2D開始時，變壓器一次電流iP1從0下降為負值，然后突增產生電流尖峰，當尖峰下降到相應的正弦波形幅度時，才遵循工作模式2所示的正弦變化規律。

電流尖峰分析：如圖5b所示，在G2D關斷的瞬間，由于實驗中死區時間的存在，G1U并沒有立即導通，此時開關管S1D、S2D吸收電容被充電。由于死區時間較短，吸收電容偏大，在死區時間結束時，iP1、iP2尚未衰減至零，S1D、S2D的吸收電容端電壓并沒有被充至Ud，但此刻G1U已開啟，節點A、B的電位迅速降至Ud。于是線圈NP2以較大的電流給S2D的吸收電容充電，直到充至Ud。由于磁耦合作用，此時iP2由電源通過線圈NP1提供，因此iP1形成正向尖峰，如圖5b中A3框所示，同理可分析A4框的負向尖峰。

總體來說，雖然A3、A4框的波形與模式1和模式5的理論分析波形不完全一致，但A3、A4框內的波形趨勢與模式1和模式5的理論分析一致，說明了理論分析的正確性。

4 結論

本文提出了一種基于中心抽頭變壓器的倍頻式IGBT感應加熱電源，通過仿真和理論分析，揭示了該倍頻電源的工作原理，分析了IGBT器件的電壓應力、軟開關工作特性，并給出了電路中各主要器件參數的設計與計算方法。最后根據該方法設計了一臺小型樣機，通過實驗證明了該電路的二倍頻效果，驗證了理論分析以及電路參數設計方法的正確性，對該電源的工程應用具有一定的指導意義。

[1] 王啟涵, 姚纓英, 陳衛寶. 電磁感應加熱中加熱物體位置的選擇[J]. 電工技術學報, 2011, 26(6): 160-165. Wang Qihan, Yao Yingying, Chen Weibao. Selection of heating object’s position in electromagnetic induction heating[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2011, 26(6): 160-165.

[2] Bayindir N S, Kükrer O, Yakup M. DSP-based PLL controlled 50-100kHz 20kW high frequency induction heating system for surface hardening and welding applications[J]. IEE Proceedings-Electric Power Applications, 2003, 150(3): 365-371.

[3] Zok E, Schibisch D M. Energy efficient power supply for induction hardening and heating processes[J]. Induction Technology Reports, 2013(1): 67-74.

[4] 李宏, 賀昱曜, 王崇武. 一種全橋負載串聯諧振逆變器諧振頻率跟蹤和輸出功率控制方法[J]. 電工技術學報, 2010, 25(7): 93-99. Li Hong, He Yuyao, Wang Chongwu. A new method of frequency tracking and output power control for full bridge series load resonant inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2010, 25(7): 93-99.

[5] Lucia O, Burdio J M, Millan I, et al. Efficiencyoriented design of ZVS half-bridge series resonant inverter with variable frequency duty cycle control[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(7): 1671-1674.

[6] Zied H A, Mutschler P, Bachmann G. A modular IGBT converter system for high frequency induction heating applications[C]//23rd International Conference and Exhibition on Power Electronics, Intelligent Motion, Power Quality, Europe, 2002.

[7] 李時峰, 呂默影, 陳輝明. 一種新型超高頻感應加熱混合全橋逆變器[J]. 電工技術學報, 2013, 28(3): 215-221. Li Shifeng, Lü Moying, Chen Huiming. A novel hybrid full-bridge inverter for ultra-high frequency induction heating applications[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2013, 28(3): 215-221.

[8] Mollov S V, Theodoridis M, Forsyth A J. High frequency voltage-fed inverter with phase-shift control for induction heating[J]. IEE Proceedings-Electric Power Applications, 2004, 151(1): 12-18.

[9] Kleveland F, Undeland T M, Langelid J K. Increase of output power from IGBTs in high power high frequency resonant load inverters[C]//Industry Applications Conference Record of the 2000 IEEE, Rome, 2000: 2909-2914.

[10] 熊一頻, 沈錦飛, 初中原. 基于IGBT倍頻式180kHz感應加熱電源研究[J]. 電力電子技術, 2008, 42(11): 58-59. Xiong Yipin, Shen Jinfei, Chu Zhongyuan. Research on an 180kHz double frequency induction heater based on IGBT power electronics[J]. Power Elec-tronics, 2008, 42(11): 58-59.

[11] Zhu Z Q, Wu L J, Xia Z P. An accurate subdomain model for magnetic field computation in slotted surface-mounted permanent-magnet machines[J]. IEEE Transactions on Magnetics, 2010, 46(4): 1100-1115.

[12] 吳靖, 王正仕, 趙榮祥, 等. 倍頻式高頻感應力加熱電源工作模式[J]. 電工技術學報, 2007, 22(2): 153-158. Wu Jing, Wang Zhengshi, Zhao Rongxiang, et al. Working method of double-frequency mode high frequency induction-heating power supply[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2007, 22(2): 153-158.

[13] Kazimierczuk M K, Czarkowski D. Resonant power converters[M]. New Jersey: John Wiley & Sons, 2012.

[14] 李定宣, 丁曾敏. 現代感應加熱電源工程設計與應用[M]. 北京: 中國電力出版社, 2010.

Frequency Doubling Power Supply for Induction Heating Based on Center-Tapped Transformer

Lu Hua1Hu Jingang1Bi Chuang2Xiang Yong1
（1. School of Energy Science and Engineering University of Electronic Science and Technology Chengdu 611731 China 2. School of Aeronautics and Astronautics University of Electronic Science and Technology of China Chengdu 611731 China）

A novel multiple-frequency power supply is proposed for high frequency high power induction heating appliances based on center-tapped transformer. Its output frequency is as twice as the device frequency, by using two symmetrical half bridges, sharing two equal resonant capacitances and coupling with center-tapped transformer. Each power switch has zero voltage switch (ZVS) soft switching characteristic, and its conduction time is only a quarter of switching cycle. Thus the power consumption of the switches decrease significantly compared with the traditional inverter. The eight operation modes are analyzed, and the design methods of circuit parameters are also present. Taken IGBT as power switches, a prototype is designed to verify the power supply topology, the theoretical analysis and the circuit parameter selection method.

Induction heating, frequency doubling, center-tapped transformer, half-bridge

TG155.21

盧 華 男，1989年生，碩士，研究方向為高頻感應加熱電源。E-mail: 2008luhua@uestc.org

畢 闖 男，1983年生，博士，副教授，研究方向為電力電子技術及電磁兼容。

E-mail: chuang.bi@uestc.edu.cn（通信作者）

四川省國際合作計劃項目（2016HH0009）和四川省科技支撐計劃項目（2016GZ0335）資助。

2014-09-03 改稿日期 2015-01-20