雙向高效高功率因數電動汽車充電機研究

胡 龍， 羅 安， 劉月華， 謝龍裕， 卓燕平

(1.湖南大學電氣學院，湖南長沙410082；2.國網南平供電公司，福建南平353000)

雙向高效高功率因數電動汽車充電機研究

胡 龍1,2， 羅 安1， 劉月華1， 謝龍裕1， 卓燕平2

(1.湖南大學電氣學院，湖南長沙410082；2.國網南平供電公司，福建南平353000)

電動汽車作為一種高效、節能、零排放的交通工具，將成為未來城市的主導。而對充電機的研究，將直接影響未來電動汽車的發展。針對傳統電動汽車充電機的結構，提出了一種高效且高功率因數、低諧波含量、能量雙向流動的充電機結構。該結構前級采用三相電壓型PWM整流器，后級DC/DC變換電路采用電流可逆斬波電路。針對前級，推導了一種功率前饋的無差拍控制，該方法實現了系統的快速、無差整流。針對后級，提出了一種基于馬斯定律的自適應多階段恒流充電控制，能夠有效地延長蓄電池的使用壽命和縮短充電時間。最后通過仿真與實驗驗證了所提結構與方法能夠實現充電機的雙向高效、高功率因數、低諧波功能。

充電機；PWM整流器；DC/DC；功率前饋；無差拍；多階段恒流

隨著電動汽車(EV)的飛速發展，充電設施中的非線性、沖擊性以及不對稱負荷所產生的諧波引起電能質量指標惡化，干擾了電力設備及電氣負載的正常運行。充電機是將三相交流電變為高壓直流，然后再經過DC/DC變換將其變為蓄電池能夠接受的低壓直流。

目前充電機主要的拓撲結構由三相不可控整流器和高頻變壓器隔離DC/DC變換器組成。特點是電網側電流諧波大、變換效率低。文獻[1]針對該結構功率因數低、諧波含量高的缺點提出了加有源電力濾波器(APF)的方案。為此，本文研究了一種三相電壓型PWM整流器+電流可逆斬波電路。該結構減少了開關數量，去掉了高頻變壓器，降低了系統成本和損耗，且能實現能量的雙向流動，不僅能做到給電池充電，而且還能將電池的能量回饋給電網。

本文研究的電動汽車充電機結構，前級是三相電壓型PWM整流器，后級是電流可逆斬波電路。本文首先對該拓撲結構進行了簡單建模，并與傳統充電機結構進行比較[2-3]，然后針對充電機前級采用了一種功率前饋的無差拍控制策略[4-6]，實現了系統的高功率因數、低諧波和快速響應運行；后級根據蓄電池特性[7-9]，提出了一種基于馬斯定律的多階段恒流充電控制策略，實現了蓄電池的高效快速充電。最后，通過仿真與實驗驗證該結構和控制策略的正確性。

1 電動汽車充電機的拓撲結構分析

目前市場上最主流的電動汽車充電機結構采用的是三相不控整流+高頻變壓器隔離DC/DC變換器。該結構最大的缺點是電網側電流諧波含量大。針對這一缺點有人提出了一種并聯APF的充電機，其結構如圖1所示。該結構通過APF發出一個與負載諧波幅值相同相位相反的電流波形，從而達到消除電網側諧波的目的。該結構需要先檢測負載諧波電流然后進行治理，復雜了系統的設計。

圖1 并聯APF的電動汽車充電機結構

為了實現充電機的高效運行，降低諧波含量和系統成本，提高功率因數和實現能量的雙向流動，本文提出了一種高效高功率因數的電動汽車充電機結構，其拓撲結構如圖2所示。它由前級的三相電壓型PWM整流器和后級的電流可逆斬波電路組成。圖中為電網側三相電壓源，為網側濾波電感為網側輸入電流，功率開關器件使用IGBT，為高壓直流側電容且為輸出濾波電感，為輸出直流側電容。為分析方便，首先定義單極性二值邏輯開關函數為：

圖2 高效高功率因數充電機拓撲結構

對前級應用基爾霍夫電壓定律有式(2)：

根據式(2)可以得到前級的等效電路圖，如圖3所示。

圖3 前級PWM整流器的等效模型

后級的電流可逆斬波DC/DC電路，可以理解為由一個Boost電路和一個Buck電路組成的復合電路。該電路不僅能實現電流的正向流動，還能夠實現電流的逆向流動，從而為整個充電機能量的雙向流動奠定了基礎。在該電路中，和構成降壓斬波電路，由高壓直流側向蓄電池充電；和構成升壓斬波電路，把蓄電池的能量反饋給高壓直流側。

根據上面的分析我們建立了電流可逆斬波電路在兩種狀態下的等效電路，如圖4所示。

圖4 電流可逆斬波等效電路

將其化簡得輸出電壓：

同理可得圖4(b)的輸出電壓：

通過前面的分析我們可以看出，當充電機給蓄電池充電時，只要將關斷，調節的導通占空比就可以得到需要的充電電壓，當蓄電池給電網回饋能量時，只要將關斷，調節的導通占空比就可以得到需要的整流器直流側電壓。

2 三相VSR的功率前饋無差拍控制

為實現三相VSR對直流側負載功率的快速跟蹤和提高系統的動態響應性能，本文采用了基于功率前饋的有功電流控制。對于充電機來說我們可以將整個后級當作三相VSR的非線性負載，這樣我們只要檢測前級的輸出功率即可。假設其輸出功率為，理想情況下，認為系統的開關損耗為0，根據能量守恒原理有：

為了維持PWM整流器直流側電壓的穩定并彌補整個系統的能量損失，采用一個PI調節器來實現直流側電壓外環的調節：

為了實現內環電流的快速跟蹤，本文采用一種電流無差拍控制方法，能夠實現快速準確跟蹤指令電流。由式(8)計算出PWM整流器網側有功電流分量，由式(9)得到直流側電壓的電流調節信號，則總有功電流分量信號為：

式中：“+”表示整流模式，“－”表示逆變模式。因此只要改變參考電流調節信號的正負號即可實現兩種模式的切換。

在穩態時，根據雙極性PWM控制方式，可將式(3)離散化得到占空比表達式(12):

圖5 功率前饋的無差拍控制框圖

3 自適應多階段恒流充電控制

當充電機處于充電狀態時，其負載是蓄電池，它是一種電、化學、熱力學的綜合系統，其動態特性相當復雜。根據馬斯定律，得到蓄電池的最大可接受充電電流曲線，如圖6所示。根據圖6我們可以知道，電池的充電電流只能在接受區內，且越接近最大可接受充電電流曲線，電池的充電時間就越短。目前常規的充電方式有兩種，分別是恒壓充電和恒流充電。若蓄電池采用恒壓充電，在充電前期充電電流相當大，易造成被充蓄電池過流或充電設備損壞；在充電后期，對電池電壓的變化很難補償，所以很難將蓄電池完全充滿。另外由于不能調整充電電流的大小，不適合初次充電和長時間放置的蓄電池充電；若蓄電池采用恒流充電，一般使用0.1～0.2的電流給電池充電，充電時間太長。針對上面的問題，本文提出了一種多階段恒流充電方式。其思想就是通過電池管理系統實時檢測電池的端電壓、溫度和充電時間來判斷各個充電階段的充電電流。其充電曲線如圖6所示。從圖6可以看到，我們將充電電流在0.2～1.2范圍內分成六個充電階段，最后進行浮充階段，電流為0.1，時間為。各個分階段分別對電池進行恒流充電，通過設置各個分階段電池電壓的上限，當電池電壓上升到規定值時轉入下一個分階段充電。充電階段分得越多，其充電曲線就越接近理想充電曲線，充電速度也就越快。

圖6 多階段恒流充電曲線

對充電機的后級來說，為了實現前面所說的多階段恒流充電，本文提出了一種電壓電流雙環控制，其控制框圖如圖7所示。

圖7 電壓電流雙環控制

4 仿真與實驗驗證

為了驗證本文提出的雙向高效高功率因數的電動汽車充電機的拓撲結構和控制方法的正確性，利用電力仿真軟件PSIM6.0搭建了充電機的模型進行仿真驗證。仿真參數為：充電機輸出功率為20 kW，網側相電壓有效值220 V，頻率50 Hz；前級直流側為兩個10 000 μF的電容串聯；直流側電壓參考值為700 V；電網側濾波電感1.0 mH；前級IGBT開關頻率為10 kHz；后級IGBT開關頻率為10 kHz；后級輸出濾波電感0.5 mH；后級輸出電容2 000 μF。

為了驗證充電機運行在給蓄電池充電狀態時前級功率前饋無差拍控制方法的快速跟蹤和系統響應速度，將仿真分為2個階段：(1)0～0.2 s時為空載運行；(2)0.2～0.4 s時投入負載運行，并將其與傳統雙PI控制進行了比較，得到了如圖8所示的直流側電壓仿真波形。

圖8 兩種不同控制方法時的三相VSR直流側電壓波形

在0～0.2 s穩壓過程中，圖8(a)的電壓調節時間長且出現了超調，而圖8(b)的電壓調節時間短、沒有超調。在0.2 s投入負載后，圖8(a)的電壓出現了較大的波動，經過了較長時間才穩定，而圖8(b)的電壓只是出現了較小的下跌，很快就回到穩定狀態。圖9為充電機雙向運行狀態下電網側a相電壓與電流的仿真波形。圖9(a)為充電機給蓄電池充電時a相電壓和電流波形，從圖中我們可以看到電壓和電流的相位幾乎相同，功率因數達到了0.99。圖9(c)為充電機作為逆變器回饋能量時電壓和電流波形。從圖中可以看到電流與電壓相位相差180°，實現了能量的高效回饋。圖10為多階段恒流充電的充電電流與充電電壓，從圖中可以看出當充電電壓到達某一個定值時，充電電流發生變化。

5 實驗結果

為了進一步驗證雙向高效高功率因數充電機的有效性，在實驗室搭建了功率為20 kW的硬件平臺。充電機運行在充電狀態時采用可變電阻代替蓄電池，運行在逆變狀態時采用一朝陽電源代替蓄電池。控制電路采用TMS320F2812作為核心的DSP數字控制器，功率開關器件選用英飛凌公司生產的IGBT模塊，其型號為FF300R12ME4，其他實驗參數與仿真參數相同。

圖11為Fluck示波器在實驗現場采集到的電壓電流波形。圖11(a)為充電機給負載充電時網側A相電壓與電流波形，從波形可以看出電壓與電流相位幾乎一致，實現了單位功率因數充電。圖11(b)為充電機作為逆變裝置給電網反饋能量時網側A相電壓與電流波形，從波形可以看出電壓與電流相位完全相反，實現了能量的高效回饋。

圖9 電網側A相電壓與電流仿真波形

圖10 多階段充電電流與充電電壓仿真波形

6 結論

本文研究了一種雙向高效高功率因數的電動汽車充電機。其前級是三相電壓型PWM整流器，通過采用功率前饋無差拍控制方法來實現電流的快速跟蹤與響應；后級采用電流可逆斬波電路，從結構上分析了該結構雙向運行的情況，并從理論上提出了一種基于馬斯定律的自適應多階段恒流充電控制方法。實驗證明本文研究的雙向高效高功率因數充電機能夠實現雙向高效、高功率因數、低諧波功能。

圖11 電網側A相電壓與電流實驗波形

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Dual purpose high-efficient and high-power-factor of electric vehicle charger

As a kind of high efficient energy-saving and zero mission vehicle,electric vehicle would play a leading role in the city life in the future.The research of charger would have a direct impact on the future development of electric vehicle.Based on the traditional electric vehicle charger structure,a high efficiency,high power factor,low harmonic and a dual purpose of charger structure was put forward.Three-phase voltage source PWM rectifier was used by preceding stage of this structure.Current reversible chopper circuit was used by the later stage.For the preceding stage,a power feed-forward dead-beat control method was derived,which could realize quickly rectifying.For the later stage,a multi-stage constant current charging control based on the law of Mass was proposed,which could effectively prolong the service life of battery and shorten the charging time.Finally,simulation and experiment results verify the correctness of the proposed structure and the method can achieve dual purpose high-efficiency, high-power-factor and low harmonic function of charger.

charger;PWM rectifier;DC/DC;power feed-forward;dead-beat;multi-stage constant current

TM 571

A

1002-087 X(2016)03-0700-05

2015-08-13

國家“973”基礎研究計劃(2009CB219706)

胡龍(1987—)，男，湖南省人，碩士生，主要研究方向為PWM整流器和電動汽車充電機。