一種三電平IGBT逆變器吸收電路的研究

王俊炎 胡安 孫馳

（海軍工程大學電力電子技術研究所，武漢430033）

1 引言

由于NPC（中點箝位型）三電平逆變器非常適合于中高壓場合使用[1]而得到廣泛的關注。在實際應用中，由于主電路布線和器件本身都不可避免的存在雜散電感，IGBT關斷或續流二極管反向恢復時，過高的電流變化率（di/dt）會在IGBT和二極管兩端產生電壓尖峰并引起震蕩，嚴重時會超出器件的安全工作區，從而可能造成功率管的損壞。為保證IGBT和二極管的安全工作，常常加裝吸收電路。

目前三電平逆變器吸收電路的研究成果主要是將兩電平吸收電路拓展到三電平電路中，例如，文獻[2]、[3]為 McMurry電路在中點箝位三電平逆變電路中的拓展，文獻[4]、[5]為 Undeland電路在多電平中的拓展。近年來對逆變器無源無損吸收電路的研究較熱[6]，但其增加了主電路拓撲的復雜程度，降低了系統的可靠性，中高電壓應用場合往往仍舊采用簡單的 RCD吸收電路。而3RCD形式吸收電路會導致三電平逆變器內外管電壓的不平衡[7]，為了解決該問題，文獻[8]提出了一種三電平逆變器最簡單的吸收電路（圖 1）的負面效應。經筆者研究發現：采用該種吸收電路的二極管鉗位三電平主電路在實際工作時卻存在兩種該種吸收電路解決了3RCD形式二極管鉗位三電平主電路內外管電壓不均的問題，但卻沒有考慮到相應危險的短路路徑，從而會對功率器件安全運行造成威脅，限制了其在實際工程中的應用。本文詳細地分析了這兩種短路過流現象，并給出了相應的理論分析和仿真結果；最后，建立了三電平半橋實驗平臺進行試驗，實驗結果驗證了理論分析的正確性。

圖1 文獻[8]提出的吸收電路

2 逆變器工作過程分析

三電平逆變器工作時只存在 S1、S0和 S-1三種狀態，實際應用中，由于IGBT開關過程非理想，存在極短的延遲，為了防止電路工作狀態轉換時外管單獨承受整個直流母線電壓而損毀的情況發生，控制上在相鄰狀態轉換間會加入一定時間間隔，稱為死區時間，如表 1所示。S1到 S0過程是先關斷 T1，T1完全關斷后再開通 T3，S0到S-1過程是先關斷T2，T2完全關斷后再開通T4，其他轉換過程類似。假定負載電流在開關狀態變換器件保持恒定。

表1 三電平逆變器各管開關狀態

2.1 S1到S0的轉換

1) 1100→0100

假設關斷T1前電路的初始狀態T1、T2為通態，電流流經T1和T2，CS1的電壓為0；主動關斷T1后，經IGBT關斷延遲時間，T1上的電流下降到0，此過程中，IS換流至CS1、DS1、T2回路，為CS1充電。該回路內雜散電感產生的電壓以及DS1導通時的正向恢復電壓疊加，在T1上產生關斷電壓尖峰。

此后在 0100狀態下 IS為 CS1充電，為了簡化分析，忽略充電回路電阻的影響，假設死區時間內 IS沒有變化，則負載電流則吸收電容CS1充電時間

2) 0100→0110

經死區時間后開通T3，實際應用中，會出現在CS1未充滿電時T3管已經導通的情況，這樣就存在圖2(a)所示的瞬時短路路徑。由于IGBT關斷速度很快（微秒級），此過程中CS1兩端du/dt很大，而且UPO電壓越高，短路電流會更大。

為了避免產生此過電流現象，需使CS1充電至UPO后開通T3，則應使死區時間實際應用中，死區時間不宜設置過長

2.2 S0到S-1的轉換

1) 0110→0010

關斷T2，關斷延遲過程中T2電流迅速下降，電壓上升，此時 DF3因承受正向電壓而導通；當T2完全關斷后，CS2開始放電，直到電壓降為 0時，DF4導通，最終IS流經DF3、DF4。

2) 0010→0011

由于IS經DF3、DF4流過，T2關斷時開通T4對電路沒有任何影響，電路完成換流轉換。

圖2 兩種短路電流換流路徑

IS未流經T4，T4被動續流開通，對電路無影響。

1) 0010→0110

開通 T2前，CS1電壓為 UPO，CS2電壓為 0，DC1電壓為 0，T2開通后，DC1承受正向電壓而導通，CS2經DC1及T2充電，由于CS2兩端du/dt很大，存在如圖2(b)所示的短路路徑，CS2參數不變情況下，短路電流的大小同樣由UON決定，最終CS1的電壓為UPO，CS2電壓為UON，電路完成狀態變換。

2.3 S0到S1的轉換

1) 0110→0100

關斷T3，由于電流從DC1，T2上流過，所以T3管關斷對電路沒有影響。

2) 0100→1100

開通 T1，CS1由 T1回路放電，箝位二極管DC1因承受反向電壓由正向導通轉換到反向截止狀態，此過程中二極管反向恢復電流與雜散電感產生的過電壓，使T3管承受一個電壓尖峰。

圖3 短路電流的仿真結果

3 仿真分析

運用仿真軟件 Saber對上述電路狀態轉換過程進行分析。使用系統自帶功率器件模型，條件為 VPO=VON=500 V，CS1=CS2=1 μF，RS1=RS2=17 Ω，觀察仿真結果，得到圖3所示的仿真波形。

圖3(a)中，t=1.075 ms時開通 T3(0100→0110)，可以看到開通 T3時刻，電容 CS1電壓迅速上升，經過 CS1的電流產生一個峰值為238 A的瞬時電流尖峰，T2管同時也承受該瞬時短路電流。

圖3(b)中，t=1.17 ms時，開通T2(0010→0110)，可以看到在 T2開通時刻，短路電流同時在DC1、T2、T3、CS2上產生一個電流尖峰，吸收電容 CS2電壓迅速上升，流經 CS2的電流產生一個726 A的瞬時電流尖峰，T2管瞬時電流峰值達到了827 A。

4 實驗驗證

4.1 實驗條件

使用infineon公司FZ1500R33HL3型IGBT模塊；DD1200S33K2C二極管模塊作為箝位二極管DC1、DC2；DD400S33KL2C二極管作為吸收二極管DS1、DS2；以及Busbar(疊層式母排)建立了單相三電平電路半橋測試平臺進行實驗。圖4為實驗電路原理圖及平臺實物圖。

圖4 測試實驗原理圖及平臺實物照片

電路其他相關參數如下：VPO=VON=800 V，CS1=CS2=1 μF，RS1=RS2=17 Ω。為證實存在短路電流，使用長導線連接 C、N，加大負載電感值，將負載電流限制在 100 A以內。圖 5為施加在IGBT門極用于測試的雙脈沖信號原理圖，邏輯1對應IGBT導通，邏輯0對應IGBT關斷， T1、T2、T3依據其實際工作時開關順序導通關斷，由于三電平電路的對稱性，T4一直保持截止狀態。在各管的開通、關斷時刻可對三電平電路中各器件的特性進行測試。

圖5 測試用驅動脈沖原理圖

4.2 實驗結果與分析

1) 流經CS1的短路電流只在T3第一次開通時出現，見圖6 (a)，這是由于T3開通前T1開通時間不同所導致的：t5時刻導通 T3，CS1兩端電壓已接近 0，見圖 6(b)，而 t11時刻導通 T3，CS1已恢復至母線電壓，見圖 6(a)。可以看到在UP0=800 V時，瞬時電流已達到835 A，若繼續提高 UPO，此短路電流勢必超過 IGBT可承受的最大電流，造成IGBT的毀壞。

圖6 第一種短路電流的測試波形圖

2) 流經CS2的短路電流出現了兩次，t1時刻 的瞬時短路并不能說明問題，原因是t1時刻電路由0010轉換至0110狀態時，負載電流為0，電路并非由 S-1切換至 S0狀態，見圖 7(a)；而 t7時刻T2開通而產生的短路電流與前述分析相吻合，見圖7(b)。VON=800 V時，短路電流達到了1220 A，已經超過了 IGBT的額定工作電流。與第一種過電流原因不同，第二種過電流的短路路徑是該電中固有的，過電流尖峰在主電路每次由 S-1轉換至S0狀態時均會出現，嚴重威脅器件安全工作。

圖7 第二種短路電流的測試波形圖

5 結束語

不同于兩電平電路，二極管箝位型三電平電路在S1狀態向S0狀態轉換，S-1狀態向S0狀態轉換時，不是與T3、T1的續流二極管換流而是與箝位二極管DC2、DC1之間換流，這是該電路產生這兩種過電流現象的原因。由于存在這兩種過電流狀態，該電路并不適合高壓大功率逆變場合應用。本文所分析并指出的兩種短路過電流現象對于設計、分析工程實用的 RCD型三電平吸收電路具有一定的借鑒作用。

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