數字式正交包絡檢波算法實現

郭瑞鵬,宮 政,王海濤,徐 君,仲光明

(南京航空航天大學 自動化學院, 南京 211106)

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數字式正交包絡檢波算法實現

郭瑞鵬,宮 政,王海濤,徐 君,仲光明

(南京航空航天大學 自動化學院, 南京 211106)

針對超聲相控陣檢測系統中的數據采集與處理模塊，設計了數字式正交包絡檢波算法。通過取包絡，在保留超聲脈沖回波信號幅值信息的基礎上，將射頻信號轉換為基帶信號，降低了采樣率，節約了存儲空間。同時，將正交包絡檢波從模擬域轉換至數字域，提高了包絡檢波的效率及精度，改善了整個檢測系統的性能。

超聲相控陣；正交包絡檢波；數字式

超聲相控陣檢測不同于傳統的超聲檢測，它使用多陣元探頭，將原有的單一晶體分割為許多獨立的小晶體，每一個晶體的尺寸符合一定的波動條件[1]。當用同一脈沖信號激勵相控陣探頭時，各陣元發出的超聲波相干并在空間疊加形成特定指向和聚焦特性的波束。根據設定的聚焦法則，計算出相應的激勵延時，運用電子技術控制電脈沖序列激勵各陣元，其發射的超聲波可在被測時間內指定點聚焦，該合成波束在聲阻抗突變處(如缺陷位置)發生反射，反射的回波信號以一定時差返回相控陣探頭各陣元；按照相應的延時規則進行延時補償再疊加合成，便可將合成結果以適當形式顯示出來[2]。超聲相控陣技術，就是通過控制各個獨立陣元延時的方式，生成不同指向性的超聲波波束，并產生不同形式的聲束效果[3]。

對于超聲相控陣檢測系統而言，多路脈沖回波信號包含了成像處理需要的所有信息；將每個陣元接收到的回波信號進行疊加合成，即可獲得全部的回波信息。但由于相控陣探頭陣元的排布，從缺陷位置返回的超聲波到達超聲陣列換能器每個陣元的聲程不同，需要對各路超聲脈沖回波信號進行延時補償及聲束形成處理，才能使目標點上的回波信號相位相同，信號強度增大，同時，其他位置上的超聲脈沖回波信號強度被減弱[4]。

上述的超聲相控陣信號接收算法，只進行了簡單的信號處理，疊加之后的信號屬于射頻信號，其頻率和超聲陣列換能器中心頻率相近，要想獲得回波信號中所包含的全部信息，則必須提高整個系統的采樣率。如果不對回波信號進行處理，勢必造成整個檢測系統成本以及實現難度的增加。為此，筆者針對超聲相控陣檢測系統中的數據采集與處理模塊，設計了數字式正交包絡檢波算法。

1 數字式正交包絡檢波方法

1.1 數字式正交包絡檢波原理

超聲相控陣檢測系統中，對于后期回波信息的數據處理，只需要保留超聲脈沖回波信號中的幅值及相位信息，便足以獲知缺陷的相關情況。因此，可以對疊加后的超聲脈沖回波信號進行取包絡處理。這樣，便可以在保留超聲脈沖回波信號幅值信息的基礎上，將射頻信號轉換為基帶信號，降低系統采樣率，緩解檢測系統存儲空間的壓力。

傳統的超聲相控陣檢測系統通常采用模擬正交包絡檢波進行設計[5]。這種包絡檢波的不足之處在于模擬器件本身的精度有限，會降低超聲脈沖回波信號的檢波處理效果，造成一定程度的失真，無法達到整個超聲相控陣檢測系統的檢測要求。為了提高包絡檢波的效率，改善整個檢測系統的性能，筆者采用了數字式正交包絡檢波技術，將傳統的包絡檢波設計從模擬域轉換到數字域，其原理框圖如圖1所示。圖中，ωr為本振信號頻率，I、Q分別為經過混頻、低通濾波處理后的兩路正交的脈沖回波信號，A(nTs)為經過A/D采樣轉換之后的超聲脈沖回波的幅值信息。

圖1 數字式正交包絡檢波原理框圖

筆者采用的是線性超聲陣列換能器，其陣元按照等間隔依次排列，并由收發電路根據不同的聚焦法則進行激勵和接收。系統中第k個超聲陣列換能器陣元接收到的中頻信號為：

(1)

式中:A(t)為超聲脈沖回波的幅值信息;ω0為超聲脈沖回波的頻率;Φ(t)為超聲脈沖回波的相位信息。

經過A/D采樣轉換之后，可得：

fk(nTs)=A(nTs)cos[ω0nTs+Φ(nTs)]=

(2)

式中:AI(nTs)=A(nTs)cosΦ(nTs)為同相分量;AQ(nTs)=A(nTs)sinΦ(nTs)為正交分量;Ts=1/fs為采樣間隔;fs為采樣頻率，由奈奎斯特采樣定理可得fs>2ω0，但在實際應用過程中，一般要求fs>4ω0。

由圖1可知，經過A/D采樣后的回波信號與兩路信號相乘，分別是2coswrnTs、2sinwrnTs，它們被稱為I、Q的本振信號，且相互為正交關系，并且在設計中，選取ωr=ω0。經過混頻、低通濾波后，可得：

Ik=LPF[fk(nTs)×2coswrnTs]=

AI(nTs)cos(ω0-ωr)nTs-

(3)

同理可得：

Qk=Ai(nTs)sin(ω0-ωr)nTs-

(4)

經過進一步數學運算,可得：

(5)

式中：下標k表示超聲相控陣探頭中的第k個單元；AI(nTs)，AQ(nTs)分別為經過A/D采樣轉換之后的超聲脈沖回波I信號和Q信號的幅值信息。

可見，合成聲束經過數字式正交包絡檢波后，便可以得到其幅值大小。在推導過程中，本振信號與脈沖回波信號頻率相等，但在實際應用過程中，并不要求兩者完全相等，因此可以降低對本振信號設計的難度。

與模擬正交包絡檢波相比，本振信號、混頻、低通濾波器等功能的設計均是在數字域完成的，其中本振信號由數控振蕩器(NCO)產生，低通濾波器選用的是積分級聯梳狀(CIC)濾波器，二者可以保證本振信號相位的正交性以及濾波器系數的一致性。因此，數字式正交包絡檢波的精度遠高于采用傳統方式的模擬正交包絡檢波方法。

1.2 數字式正交包絡檢波設計如前所述，對于超聲相控陣檢測系統，只需要利用被檢工件回波信號的幅值及相位信息，便可在成像過程中對缺陷進行簡單的定位及顯示。因此，正交包絡檢波器的設計尤為重要。包絡信號相對于回波信號而言屬于慢變信號，可以降低采樣頻率，緩解系統的存儲壓力，便于后續處理。該小節即針對圖1中描述的數字式正交包絡檢波的具體實現展開論述。

對于聲束合成之后的信號，首先需要將其和一對正交的載波信號進行混頻操作，即本振信號2coswrnTs、2sinwrnTs。采用了數控振蕩器(NCO)來實現兩路正交的載波信號，它是實現數字信號處理(DSP)、頻移鍵控(FSK)、數字調制解調器的重要部件[6]。

數控振蕩器可以產生正弦波形，用來綜合時間離散和取值離散，Altera公司提供的NCO IP核可以實現數控振蕩器的功能，其生成的正弦波可以表示為：

(6)

式中：fO為未調制輸出頻率；fFM為調制輸出頻率；T為周期；A=2N-1；N為10～32之間的任意整數;ΦDITH為模塊內部不穩定而引起的相位雜散(噪聲)；ΦPM為輸出正弦波的調制相位。

輸入相位增量ΦINC決定了fO輸出值的大小，其具體計算過程如下式：

(7)

式中：M的含義為累加器的精度；fCLK為數字信號處理電路的系統時鐘頻率。

當ΦINC=1時，fO值為最小值，也稱為頻率分辨率，即fO=fCLK/2M(單位赫茲)。

由此可見，數控振蕩器輸出信號的頻率分辨率取決于M，且與M成反比例關系。文中選取的M值為32。由于使用的超聲陣列換能器的中心頻率為4 MHz，因此數控振蕩器的輸出頻率為4 MHz，即fO=4 MHz，可以得到輸入相位增量的值為：

(8)

Altera公司提供的NCO IP核相關接口參數,如表1所示[7]。

表1 NCO IP核接口說明

2 試驗結果

圖2給出了本振信號的仿真效果。由圖可知，兩路信號頻率為4 MHz，且相位差為90°，滿足正交關系。

圖2 數控振蕩器仿真波形

聲束合成之后的信號與兩路本振信號進行的乘操作，稱之為混頻處理，得到I、Q兩路信號，分別由一個低頻分量(頻率為ω0-ωr)和一個高頻分量(頻率為ω0+ωr)組成。這里,只需要對混頻之后的低頻信號進行后續的處理，因此，需要設計一個低通濾波器用來抑制高頻分量[8]。

為了實現低通濾波效果，通常采用多級CIC濾波器。文章選取級數為3、速率變換因子為4、差分延時為2的CIC抽取濾波器。為了驗證濾波器的效果，對其進行低通濾波仿真測試。由于本振信號的頻率為4 MHz，可選取頻率為3.5 MHz的正弦波分別和兩路本振信號做混頻處理，得到的結果為0.5 MHz的低頻信號以及7.5 MHz的高頻信號。經過CIC抽取濾波器后，輸出信號為0.5 MHz的低頻信號，如圖3所示。其中第一、三路分別為混頻后的I、Q兩路信號，第二、四路分別為第一、三路經過低通濾波后的低頻信號。

圖3 3級CIC抽取濾波器仿真波形

圖4 數字式正交包絡檢波仿真波形

3 結語

采用數字式正交包絡檢波技術，在提取出脈沖回波信號幅值信息的前提下，大幅降低了超聲脈沖回波信號的頻率，減少了數據量。試驗結果表明，數字式正交包絡檢波能夠成功提取包絡信號，且提取效果與精度良好。

[1] 沈立軍. 超聲相控陣收發電路設計與關鍵技術研究[D].南京：南京航空航天大學, 2014.

[2] 郭艷. 超聲相控陣檢測系統成像技術研究[D].南京：南京航空航天大學, 2014.

[3] 程繼隆. 超聲相控陣檢測關鍵技術的研究[D].南京：南京航空航天大學, 2010.

[4] 李衍. 超聲相控陣技術 第一部分 基本概念[J]. 無損探傷, 2007, 31(4): 24-28.

[5] 吳遠斌. 一種數字式正交檢波器的設計[J]. 電子科學學刊, 1997(1): 68-71.

[6] 董亮, 汪敏, 高亦菲,等. 基于NCO IP core的Chirp函數實現設計[J]. 現代電子技術,2009,20(20):20-22.

[7] 孫玉梅. 基于FPGA的FSK調制解調器的設計及實現[J]. 電子科技, 2009, 22(5): 38-39.

[8] 竇建華, 梁紅松, 胡敏,等. 一種改進的CIC抽取濾波器設計[J]. 系統工程與電子技術, 2008, 30(5): 984-986.

The Realization of Digital Orthogonal Envelope Detection Algorithm

GUO Rui-peng, GONG Zheng, WANG Hai-tao, XU Jun, ZHONG Guang-ming

(College of Automation Engineering, Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, Nanjing 211106, China)

A digital orthogonal envelope detection algorithm for data acquisition and processing module of the ultrasonic phased array testing system is designed. By taking envelope, the amplitude information of ultrasonic pulse echo signal is kept, and the RF signal is converted to baseband signal. Accordingly, the sampling rate and the system storage space can be reduced. At the same time, by converting the orthogonal envelope detection from analog domain to digital domain, the efficiency and precision of the envelope detection are improved, and the performance of the whole detection system is enhanced.

Ultrasonic phased array; Orthogonal envelope detection; Digital

2016-06-22

郭瑞鵬(1981-)，女，博士,講師,主要從事相控陣、激光超聲方面的研究工作。

王海濤，E-mail: htwang@nuaa.edu.cn。

10.11973/wsjc201612002

TG115.28

A

1000-6656(2016)12-0006-03