載波水平移相SPWM控制器的研究

陳 干 茍銳鋒 劉 寧 何 岸

（西安西電電力系統(tǒng)有限公司，西安 710065）

載波水平移相SPWM控制器的研究

陳 干 茍銳鋒 劉 寧 何 岸

（西安西電電力系統(tǒng)有限公司，西安 710065）

級(jí)聯(lián)多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)廣泛用于高壓變頻調(diào)速、無(wú)功補(bǔ)償以及電氣化鐵路牽引等眾多領(lǐng)域，本文對(duì)基于此類拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的載波水平移相SPWM調(diào)制控制技術(shù)進(jìn)行了Matlab仿真分析，驗(yàn)證了載波水平移相SPWM調(diào)制方法的可行性以及理論分析的正確性。在此基礎(chǔ)上應(yīng)用FPGA器件及其開(kāi)發(fā)環(huán)境通過(guò)軟件編程實(shí)現(xiàn)載波水平移相SPWM波形生成，進(jìn)而設(shè)計(jì)了三相級(jí)聯(lián)載波水平移相SPWM控制器，并通過(guò)代碼仿真驗(yàn)證了本方案的可行性。

載波水平移相；FPGA；逆變器；SPWM

基于多載波的 SPWM技術(shù)是多電平變換器較常用的調(diào)制策略之一，是兩電平SPWM技術(shù)在多電平變換器中的直接拓展［1］。目前實(shí)現(xiàn)多載波 SPWM一般采用載波水平移相（Phase Shifted SPWM，PS-SPWM）和載波垂直移相（Level Shifted SPWM，LS-SPWM）兩種技術(shù)，前者由于具有等效開(kāi)關(guān)頻率高、輸出電壓諧波含量小、信號(hào)傳輸帶寬較大以及控制方法簡(jiǎn)便等優(yōu)良特性而廣泛應(yīng)用在級(jí)聯(lián)H橋多電平變流器中。

生成 SPWM脈寬調(diào)制波有多種方法，從采用HEF4752、MA818等專用SPWM芯片到單片機(jī)或數(shù)字信號(hào)處理器等，但是隨著各種新型SPWM技術(shù)的發(fā)展對(duì)控制芯片提出的更高要求，特別是基于多載波的SPWM技術(shù)需要同時(shí)輸出多路PWM波，數(shù)字信號(hào)處理器芯片最多只能產(chǎn)生 12路，不能滿足要求。FPGA器件處理復(fù)雜時(shí)序和組合邏輯功能強(qiáng)大，具有現(xiàn)場(chǎng)可編程、代碼通用性好、易于擴(kuò)展等特點(diǎn)［2］，對(duì)于實(shí)現(xiàn)多載波SPWM調(diào)制波比較適合。本文按照三相級(jí)聯(lián)H橋多電平主電路的SPWM控制特點(diǎn)，設(shè)計(jì)了基于不對(duì)稱規(guī)則采樣法的載波水平移相SPWM控制器，采用FPGA編程仿真技術(shù)實(shí)現(xiàn)完整功能。本控制器作為外設(shè)與DSP處理器接口，實(shí)現(xiàn)多路SPWM信號(hào)輸出，適用于不同級(jí)數(shù)H橋串聯(lián)的控制。

1 載波水平移相SPWM原理模型

載波水平移相 SPWM調(diào)制每個(gè)模塊的輸出脈沖信號(hào)都由三角載波和正弦調(diào)制波比較直接產(chǎn)生，所有模塊使用同一正弦調(diào)制波，相鄰模塊的載波用移相角錯(cuò)開(kāi)，這就使得各模塊產(chǎn)生的SPWM脈沖的基波相位、幅值均相同，但是脈沖不重合，故各模塊疊加的最終輸出電壓等效開(kāi)關(guān)頻率大幅提高，可在不提高開(kāi)關(guān)頻率的前提下減少輸出諧波。對(duì)于 n個(gè)單元的H橋串聯(lián)變換器，可以采用2n個(gè)載波與一個(gè)調(diào)制波相交所形成的n個(gè)兩電平SPWM波進(jìn)行疊加來(lái)實(shí)現(xiàn)2n+1多電平輸出，各個(gè)載波之間角度相差π/n。圖1所示為載波水平移相5電平調(diào)制及輸出電壓波形圖，主電路采用2個(gè)H橋串聯(lián)，4個(gè)載波相位互差π/2。若以該5電平按Y型聯(lián)接形成三相輸出，則輸出線電壓可以疊加得到9電平電壓。

圖1 單相5電平逆變器及其電壓波形

文獻(xiàn)［3］中對(duì)調(diào)制度為M，載波頻率為ω0，調(diào)制波頻率為ωc的K個(gè)水平移相的兩電平疊加后的電壓波形，采用雙邊傅里葉變換進(jìn)行理論分析得出，大量不是K整數(shù)倍的載波倍數(shù)m所對(duì)應(yīng)的載波頻率及其邊帶頻率會(huì)被消除，輸出電壓中只包含K整數(shù)倍的載波倍數(shù) m所產(chǎn)生的特征諧波，式（1）為其輸出電壓數(shù)學(xué)表達(dá)式，Jn表示n階Bessel函數(shù)。

由式（1）可見(jiàn)：①在任何調(diào)制比下每個(gè) H橋保持相同的輸出電壓和開(kāi)關(guān)頻率，總的輸出基波電壓幅值是所有兩電平基波電壓之和KM/2，因而各橋功率相等；②等效載波頻率表示為 mKωc，提高 K就可以提高載波頻率，使載波倍數(shù)的諧波更容易被濾除。載波水平移相多電平SPWM的上述特點(diǎn)使之非常適合模塊化多電平變換器。

2 載波水平移相SPWM控制器設(shè)計(jì)

FPGA實(shí)現(xiàn)的載波水平移相SPWM控制器可以節(jié)省DSP處理器的寶貴運(yùn)算資源，為控制系統(tǒng)執(zhí)行控制策略、提高快速響應(yīng)能力和精準(zhǔn)度提供硬件保障。為此，載波水平移相SPWM控制器需要包含與DSP處理器的接口、SPWM波形發(fā)生器、脈沖輸出保護(hù)接口、正弦波波形發(fā)生器等功能模塊。圖2所示為單相n級(jí)聯(lián)載波水平移相SPWM控制器功能示意圖，DSP控制FPGA產(chǎn)生所需的SPWM脈沖，按照載波比和調(diào)制度的要求經(jīng)過(guò)計(jì)算，DSP將周期寄存器TBPRD、相位寄存器TBPHS、級(jí)聯(lián)數(shù)n以及各個(gè)表單元的 CMPA比較值等控制信息發(fā)送給FPGA，F(xiàn)PGA內(nèi)的邏輯電路即可輸出n組水平移相的H橋SPWM波。三相SPWM的其他兩相除了調(diào)制波相位相差2π/3外與之相同。

圖2 載波水平移相SPWM控制器功能圖

2.1 時(shí)間基準(zhǔn)模塊

由增減計(jì)數(shù)器 TBCTR實(shí)現(xiàn)三角載波，時(shí)間基準(zhǔn)周期寄存器 TBPRD和時(shí)間基準(zhǔn)計(jì)數(shù)器共同控制PWM的頻率，16位增減計(jì)數(shù)器TBCTR在時(shí)間基準(zhǔn)時(shí)鐘 TBCLK下進(jìn)行自動(dòng)增減計(jì)數(shù)，在計(jì)數(shù)器TBCTR的值等于零和等于時(shí)間基準(zhǔn)周期寄存器TBPRD值時(shí)分別輸出CTReqPRD和CTReqZER脈沖信號(hào)?；鶞?zhǔn)時(shí)鐘周期 TBCLK來(lái)自鎖相環(huán)輸出，跟隨電網(wǎng)頻率的動(dòng)態(tài)變化。式（2）給出了周期寄存器TBPRD值的計(jì)算公式，其中fBCLK為對(duì)應(yīng)于基準(zhǔn)時(shí)鐘周期 TBCLK的基準(zhǔn)時(shí)鐘頻率，fPWM為三角載波的頻率，因此可以通過(guò)改變 TBPRD的值來(lái)獲取不同的三角載波頻率。

如圖3所示，相位寄存器TBPHS的值在同步信號(hào)XSYNCI到來(lái)時(shí)被寫(xiě)入計(jì)數(shù)器TBCTR當(dāng)前值，當(dāng)模式控制寄存器PHSDIR為1時(shí)工作在同步立減計(jì)數(shù)模式，當(dāng)模式控制寄存器PHSDIR為0時(shí)工作在同步立增計(jì)數(shù)模式。

圖3 時(shí)間基準(zhǔn)波形圖

移相三角載波組的產(chǎn)生方法是采用多路計(jì)數(shù)初值不同的增減計(jì)數(shù)器來(lái)實(shí)現(xiàn)的，由于2n路三角載波的相位互差π/n，各個(gè)計(jì)數(shù)器的初值和計(jì)數(shù)方向也就不同。圖4所示為五電平級(jí)聯(lián)電路的4路三角載波，C11、C12與正弦調(diào)制波比較產(chǎn)生第一個(gè) H橋的SPWM控制信號(hào)，C21、C22則對(duì)應(yīng)第二個(gè)H橋的SPWM控制信號(hào)。以此類推，F(xiàn)PGA豐富的IO資源足夠滿足多級(jí)H橋級(jí)聯(lián)的需要，工程應(yīng)用中可根據(jù)實(shí)際要求配置不同數(shù)量驅(qū)動(dòng)板卡對(duì)有用的信號(hào)進(jìn)行放大驅(qū)動(dòng)。

圖4 5電平移相三角載波

設(shè)三角載波的最大值為A，最小值為0，從圖4可以看出，C11的初值為A且減計(jì)數(shù)，C21的初值為 A/2且增計(jì)數(shù)，C12的初值為 0且增計(jì)數(shù)，C22的初值為 A/2且減計(jì)數(shù)。從幾何關(guān)系可以證明對(duì)于任意數(shù)量三角載波移相，以初值為A減計(jì)數(shù)的C11為參考，其他三角載波的計(jì)數(shù)方向和初始值均可確定。若三角載波相位落后角φ 小于π 為增計(jì)數(shù)，且其初值應(yīng)為A-φA/π，若三角載波相位落后角φ 大于等于π 而小于等于 2π為減計(jì)數(shù)，且其初值應(yīng)為（φ -π）A/π。因此FPGA設(shè)計(jì)中接收來(lái)自DSP的三角載波數(shù)量以及基準(zhǔn)頻率，即可產(chǎn)生控制不同級(jí)聯(lián)數(shù)的H橋換流器多路SPWM脈沖。

2.2 計(jì)數(shù)比較模塊

SPWM調(diào)制基本思想是當(dāng)正弦調(diào)制波幅值大于三角載波時(shí)輸出高電平，當(dāng)正弦調(diào)制波幅值小于三角波時(shí)輸出低電平。雖然自然采樣法有較高的精度，但是求解導(dǎo)通點(diǎn)需要解一個(gè)超越方程，因其計(jì)算量大通常不被采用。在對(duì)稱規(guī)則采樣法基礎(chǔ)上提出的不對(duì)稱規(guī)則采樣法形成的階梯波和正弦波逼近程度更好，特別是當(dāng)載波比N =3或3的倍數(shù)時(shí)輸出的電壓中不含偶次諧波分量。

正弦調(diào)制波的離散值被送入比較寄存器CMPA，與增減計(jì)數(shù)器TBCTR的值進(jìn)行比較產(chǎn)生信號(hào)輸出。為防止比較寄存器值被軟件異步更改而出錯(cuò)，F(xiàn)PGA軟件設(shè)計(jì)中使用映射比較寄存器與增減計(jì)數(shù)器進(jìn)行比較操作，而映射寄存器只在三角載波的零點(diǎn)和頂點(diǎn)由CMPA刷新。比較值CMPA必須在0x0000～TBPDR之間，每個(gè)PWM周波發(fā)生兩次比較事件，如果比較值等于0x0000或者TBPDR時(shí)，每個(gè)PWM周波只發(fā)生一次比較事件。SPWM波的占空比等于比較寄存器 CMPA與周期寄存器TBPRD的比值，因而只要比較寄存器 CMPA的值按正弦規(guī)律變化就可以產(chǎn)生SPWM波輸出了。對(duì)于三相SPWM，由U相延遲2π/3、4π/3而得到V、W兩相調(diào)制波，共用一組三角載波產(chǎn)生移相多載波SPWM波形。

圖5 不對(duì)稱規(guī)則采樣法

如圖5所示，不對(duì)稱規(guī)則采樣法在每個(gè)三角載波周期采樣兩次，分別在三角載波的頂點(diǎn)和底點(diǎn)進(jìn)行采樣。式（3）給出觸發(fā)導(dǎo)通時(shí)間的求解公式，式中M為調(diào)制比，N為載波比，TC為三角載波周期，k取值為 1，2，…，N。顯然 TC的乘積因子值域?yàn)椋?，1），從而調(diào)制過(guò)程中CMPA的值在TBPRD以內(nèi)。當(dāng)選定載波比N后正弦函數(shù)在三角載波各頂點(diǎn)和底點(diǎn)時(shí)刻的采樣值事先計(jì)算，制成數(shù)據(jù)表格存于FPGA的RAM塊中被調(diào)用，從而提高運(yùn)算速度。三相正弦波產(chǎn)生由鎖相環(huán)模塊產(chǎn)生，可以實(shí)時(shí)跟隨電網(wǎng)電壓，也可以工作在異步模式。

2.3 死區(qū)控制模塊

設(shè)置死區(qū)時(shí)間是為防止H橋臂直通而采取的必要辦法，死區(qū)時(shí)間的設(shè)置要考慮功率器件的開(kāi)通關(guān)斷時(shí)間和驅(qū)動(dòng)傳輸?shù)拳h(huán)節(jié)的延遲，F(xiàn)PGA的設(shè)計(jì)為保證上閥與下閥的開(kāi)通關(guān)斷留有可調(diào)的緩沖時(shí)間［4］。死區(qū)模塊以比較模塊的輸出ePWM_N為輸入信號(hào)，生成ePWMxUP信號(hào)和ePWMxD信號(hào)，在死區(qū)模塊里對(duì) ePWM_N取反生成 ePWMxDN信號(hào)。ePWMxUP和ePWMxDN分別用于上下橋的控制，且可通過(guò)DBRED、DBFED獨(dú)立設(shè)置上升和下降沿死區(qū)時(shí)間。

2.4 保護(hù)模塊

當(dāng)引腳 TZ被外部故障檢測(cè)信號(hào)拉低后，一個(gè)基準(zhǔn)時(shí)鐘寬度的低電平就可以觸發(fā)故障保護(hù)邏輯。由PFGA編程控制在發(fā)生故障時(shí)SPWM控制信號(hào)輸出為高電平、低電平，這一點(diǎn)考慮配合驅(qū)動(dòng)電路的邏輯正反特點(diǎn)來(lái)設(shè)計(jì)。

3 仿真結(jié)果

載波比N越大，輸出電壓中諧波頻率越高，諧波經(jīng)過(guò)低通濾波后的衰減越大，輸出電壓的THD值越低，波形越接近標(biāo)準(zhǔn)正弦波。但是為了避免橋臂直通短路需要加入死區(qū)控制時(shí)間會(huì)隨著載波頻率的增加而增強(qiáng)，從而導(dǎo)致了輸出電壓THD增大，因此工程上選取載波比需要綜合考慮功率器件的最大允許開(kāi)關(guān)頻率、死區(qū)時(shí)間、輸出電壓THD指標(biāo)等要求，一般功率較大的設(shè)備載波比較?。?］。本文仿真驗(yàn)證為突出顯示SPWM波形特征，選取載波比N為9，調(diào)制比M取0.8，死區(qū)時(shí)間為2.5μs，使用ISE11.1及Modelsim仿真工具對(duì)上述設(shè)計(jì)進(jìn)行代碼仿真，得到相應(yīng)的輸出波形。

圖6所示為2個(gè)H橋串聯(lián)形成5電平SPWM波的實(shí)例，H1橋載波C11和C12相差180°，H2橋載波C21和C22相差180°，這兩組載波錯(cuò)開(kāi)90°形成4個(gè)等相差的三角載波，共用同一個(gè)正弦調(diào)制波比較產(chǎn)生8路SPWM波輸出。按單極性調(diào)制法每一個(gè)三角載波產(chǎn)生一個(gè)橋臂的兩個(gè)SPWM信號(hào)，例如H1橋載波C11與正弦調(diào)制波比較產(chǎn)生H1橋g1和g4控制信號(hào)，g1和g4信號(hào)之間可以設(shè)置死區(qū)時(shí)間?？梢?jiàn)SPWM波形占空比隨正弦規(guī)律變化，實(shí)現(xiàn)了不對(duì)稱規(guī)則采樣下移相多載波SPWM控制功能。

圖6 單相5電平多載波SPWM波形

4 結(jié)論

通過(guò)仿真分析驗(yàn)證了移相多載波 SPWM調(diào)制算法的可行性，研究的主要?jiǎng)?chuàng)新點(diǎn)在于采用 FPGA程序模塊化設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了不對(duì)稱規(guī)則采樣法控制的移相多載波SPWM輸出功能，對(duì)于不同級(jí)聯(lián)級(jí)數(shù)的單相或者三相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有普遍適應(yīng)性，通過(guò)與DSP的接口方便實(shí)現(xiàn)輸出電壓幅值和相位的調(diào)節(jié)，特別適合級(jí)聯(lián)多電平逆變器。以FPGA和DSP為核心的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)具有硬件資源豐富、配置靈活等優(yōu)點(diǎn)，對(duì)于H橋串聯(lián)拓?fù)漕愋徒Y(jié)構(gòu)的電力電子產(chǎn)品研發(fā)設(shè)計(jì)提供了技術(shù)支撐。

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Research on Carrier Level Phase Shift SPWM Controller

Chen Gan Gou Ruifeng Liu Ning He An
（Xi'an XD Power System Co.，Ltd，Xi'an 710075）

Cascade multilevel topology is widely used in high voltage variable frequency speed regulation，reactive power compensation and electrified railway traction etc.This paper on such topological of the carrier level phase-shift SPWM modulation control technology based on Matlab simulation analysis，which verifies the feasibility and correctness of the theoretical analysis of the carrier wave SPWM modulation method.On the basis of the application of FPGA device and its development environment through software programming to realize the level of carrier phase shifting SPWM waveform generation，then design the three-phase cascade level of carrier phase shifting SPWM controller，The feasibility of this scheme is verified through code simulation.

carrier based phase shifted SPWM； FPGA； inverter； SPWM

陳 干（1978-），男，工程師，主要從事高壓直流輸電換流閥和無(wú)功補(bǔ)償設(shè)備的研究和設(shè)計(jì)工作。