基于雙向判決反饋均衡器的水聲通信海試試驗(yàn)研究

韓笑，生雪莉，殷敬偉，劉冰

（1.哈爾濱工程大學(xué)水聲技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，黑龍江哈爾濱150001；2.哈爾濱工程大學(xué)水聲工程學(xué)院，黑龍江哈爾濱150001）

基于雙向判決反饋均衡器的水聲通信海試試驗(yàn)研究

韓笑1，2，生雪莉1，2，殷敬偉1，2，劉冰1，2

（1.哈爾濱工程大學(xué)水聲技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，黑龍江哈爾濱150001；2.哈爾濱工程大學(xué)水聲工程學(xué)院，黑龍江哈爾濱150001）

將被動時(shí)間反轉(zhuǎn)鏡（PTRM）技術(shù)與雙向判決反饋均衡器（DFE）相結(jié)合，設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了高可靠性的單載波水聲通信解碼方案。接收端采用PTRM壓縮信道多途結(jié)構(gòu)，聚焦信號能量；利用雙向DFE將傳統(tǒng)DFE和反向DFE輸出結(jié)果合并，進(jìn)一步降低錯(cuò)誤判決的概率，提高系統(tǒng)穩(wěn)健性。在時(shí)不變淺海水聲信道環(huán)境中，開展的水聲通信試驗(yàn)數(shù)據(jù)處理結(jié)果表明：與傳統(tǒng)DFE相比，雙向DFE能夠獲得一定的處理增益，5 km、7 km和10 km通信距離上的均衡后輸出信噪比分別提高了2.74 dB、2.36 dB和1.54 dB，有效改善了解碼性能。

通信技術(shù)；水聲通信；被動時(shí)間反轉(zhuǎn)鏡；雙向判決反饋均衡器；穩(wěn)健性

0 引言

水聲信道［1-2］被認(rèn)為是最復(fù)雜的無線信道，其多途擴(kuò)展嚴(yán)重，在淺海地區(qū)可能達(dá)到幾十甚至上百毫秒，導(dǎo)致接收端產(chǎn)生嚴(yán)重的碼間干擾（ISI）。判決反饋均衡是常用的克服ISI技術(shù)，在忽略判決誤差的前提下其性能遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于線性均衡器。Stojanovic等［3］提出的內(nèi)嵌鎖相環(huán)的判決反饋均衡結(jié)構(gòu)，可以實(shí)時(shí)跟蹤海面隨機(jī)起伏引起的相位跳變，加速了相干通信在水聲領(lǐng)域的發(fā)展。盡管如此，在大多數(shù)情況下，只依靠單個(gè)水聽器的接收信號仍然不足以恢復(fù)發(fā)送信息，因此由多個(gè)水聽器組成的垂直接收陣開始應(yīng)用于水聲通信領(lǐng)域［4-5］。

時(shí)間反轉(zhuǎn)鏡技術(shù)［6-7］利用多陣元空間分集聚焦信號能量，從而減小ISI.與判決反饋均衡器（DFE）相比，時(shí)間反轉(zhuǎn)鏡技術(shù)計(jì)算復(fù)雜度較小，被水聲學(xué)者廣泛研究。Song等［8-9］提出了基于被動時(shí)間反轉(zhuǎn)鏡（PTRM）與DFE相結(jié)合的水聲接收機(jī)結(jié)構(gòu)，PTRM用于壓縮信道多途結(jié)構(gòu)，單通道DFE用于移除殘留的ISI，取得了近乎理想的解碼效果。海試數(shù)據(jù)處理結(jié)果表明其性能與多通道DFE相近［10-11］。目前，PTRM和DFE相結(jié)合技術(shù)已經(jīng)成功應(yīng)用于信道時(shí)變水聲通信中［12］，使用前一數(shù)據(jù)塊的信道估計(jì)結(jié)果用于當(dāng)前數(shù)據(jù)塊的被動時(shí)反操作，以解決信道失配帶來的問題。

然而DFE結(jié)構(gòu)面臨的主要問題之一是由于對信息的不正確判決而產(chǎn)生的錯(cuò)誤傳播。關(guān)于如何降低錯(cuò)誤發(fā)生的概率，研究者發(fā)現(xiàn)DFE在抽頭系數(shù)一定的前提下，正向判決（傳統(tǒng)的均衡器）和反向判決的性能不會相同，因此提出了雙向 DFE的方法［13-14］。雙向DFE已經(jīng)廣泛應(yīng)用于無線通信領(lǐng)域，用于降低均衡器錯(cuò)誤傳播的概率，改善傳統(tǒng)均衡器的性能。雙向DFE包括兩個(gè)并行的均衡器結(jié)構(gòu)：其中一個(gè)均衡器采用常規(guī)的模式對接收信號進(jìn)行均衡；另一個(gè)均衡器對時(shí)反后的接收信號進(jìn)行均衡。由于均衡過程中產(chǎn)生的突發(fā)錯(cuò)誤是在相反的方向，具有很小的相關(guān)性，即在同一位置處兩個(gè)均衡方向同時(shí)產(chǎn)生錯(cuò)誤的概率很低。這種利用正向判決反饋均衡和反向判決反饋均衡之間錯(cuò)誤傳播不同的方法也可以看作是一種分集技術(shù)。

本文將基于PTRM的雙向DFE應(yīng)用于水聲通信領(lǐng)域，并已進(jìn)行了相關(guān)海試研究。試驗(yàn)數(shù)據(jù)處理結(jié)果表明：與傳統(tǒng)的DFE相比，雙向DFE能夠顯著改善解碼性能，在5 km、7 km和10 km的通信距離上分別取得了2.74 dB、2.36 dB和1.54 dB的增益。

1 基于PTRM的雙向DFE原理

圖1給出了基于PTRM的雙向DFE結(jié)構(gòu)，主要包括兩個(gè)并行的均衡器：一個(gè)常規(guī)的PTRM均衡器，即正向 DFE；一個(gè)反向的 PTRM均衡器，即反向DFE，其間通過一個(gè)時(shí)間反轉(zhuǎn)器相連。正向DFE采用傳統(tǒng)的多陣元被動時(shí)反處理，并采用單通道的DFE移除殘留的ISI；反向DFE對時(shí)間反轉(zhuǎn)后的接收信號進(jìn)行多陣元被動時(shí)反處理，而后同樣采用單通道的DFE移除殘留的ISI.圖1中：ri［n］第i個(gè)陣元接收到的信號，i=1，2，…，M，其中，M為陣元個(gè)數(shù)；af［n］、ar［n］分別為正向、反向前饋濾波器抽頭系數(shù)；bf［n］、br［n］分別為正向、反向反饋濾波器的抽頭系數(shù)分別為正向、反向和合成后的均衡器輸出符號分別為正向、反向和合成后的經(jīng)過判決后的符號；θf、θr分別為正向、反向鎖相環(huán)實(shí)時(shí)跟蹤的相位誤差。

圖1　基于PTRM的雙向DFE結(jié)構(gòu)Fig.1 Schematic diagram of bidirectional DFE based on PTRM

對于有限長的時(shí)不變水聲信道hi［n］，i=1，2，…，M，假設(shè)發(fā)送信息為d［n］，則第i個(gè)陣元接收到的信號可表示為

式中：L為信道的抽頭個(gè)數(shù)；N為發(fā)送符號個(gè)數(shù)；w［n］為信號傳輸過程中的噪聲干擾。經(jīng)過時(shí)間反轉(zhuǎn)后的接收信號可表示為

經(jīng)過被動時(shí)反處理后的接收信號經(jīng)過單通道的DFE移除殘留的ISI，進(jìn)而得到正向和反向判決反饋均衡后的符號合并器將兩路符號組合并經(jīng)過判決器后得到最終的輸出序列，合并后的輸出符號可表示為

目前，常用的合并器有兩種：雙向任意與雙向合并。前者指在正向判決反饋均衡和反向判決反饋均衡輸出結(jié)果中，任意選擇一路較好的作為輸出，后者是把兩路結(jié)果通過合并聯(lián)合輸出。雙向任意結(jié)構(gòu)是雙向合并結(jié)構(gòu)的一種特殊情況，即β=0或β=1，盡管該種方法具有較強(qiáng)的有效性，但其要求水聲信道是完全已知的，且分析較為困難。文獻(xiàn)［15］采用使均方誤差最小化的方法，即對最佳權(quán)系數(shù)β進(jìn)行了相關(guān)研究，對于對稱的信道結(jié)構(gòu)，當(dāng)β=1/2時(shí)可以得到最佳的輸出結(jié)果。本文處理相關(guān)試驗(yàn)數(shù)據(jù)時(shí)采用β=1/2的雙向DFE結(jié)構(gòu)。

2 海試試驗(yàn)研究

2.1試驗(yàn)布局

在某海域進(jìn)行了單載波水聲通信試驗(yàn)，系統(tǒng)參數(shù)為：采樣頻率fs=48 kHz，載波頻率f0=6 kHz，波特率為2 000 symbol/s，映射方式QPSK，數(shù)據(jù)率為4 kb/s，采用開方升余弦濾波器進(jìn)行脈沖成型，滾降系數(shù)α=0.7.試驗(yàn)時(shí)，發(fā)送32 120 bit數(shù)據(jù)，其中，最前和最后1 000 bit數(shù)據(jù)作為訓(xùn)練序列（共500個(gè)符號）用于DFE系數(shù)更新。經(jīng)過調(diào)制后的10階gold序列作為同步信號，該信號同樣被用作信道探測碼進(jìn)行被動時(shí)間反轉(zhuǎn)的信道估計(jì)，圖2給出了發(fā)送信號的幀結(jié)構(gòu)。

圖2　發(fā)送信號幀結(jié)構(gòu)示意圖Fig.2 Schematic diagram of transmitted signal frame

圖3給出了海試試驗(yàn)的布局示意圖。試驗(yàn)過程中接收船始終錨定在A點(diǎn)位置，5個(gè)陣元組成的垂直陣用于接收信號，陣元間距1 m.頂端陣元為P1，底端陣元為P5，其中P1距離水面4 m，因此P5位于水深8 m處；發(fā)射船先后停留在B點(diǎn)、C點(diǎn)、D點(diǎn)位置，3點(diǎn)與A點(diǎn)距離分別約為5 km、7 km、10 km，發(fā)射換能器頻帶范圍2～8 kHz，聲源級約186 dB，發(fā)射換能器在B點(diǎn)、C點(diǎn)、D點(diǎn)的吊放深度分別為6 m、11 m、13 m.試驗(yàn)當(dāng)天風(fēng)浪較大，風(fēng)力約5級，浪高約0.6 m.盡管發(fā)射船和接收船錨定，但其仍隨風(fēng)浪有較小漂移，并且在試驗(yàn)過程中不斷有漁船駛過，環(huán)境噪聲較大。本文在數(shù)據(jù)處理時(shí)選取了海面環(huán)境較為安靜時(shí)段的接收數(shù)據(jù)進(jìn)行解碼分析。

圖3　海試試驗(yàn)布局示意圖Fig.3 Layout of sea experiment conducted

2.2信道特性分析

本文所研究的雙向DFE結(jié)構(gòu)以在通信時(shí)間內(nèi)，水聲信道時(shí)不變?yōu)榍疤幔?dāng)信道發(fā)生改變時(shí)，信道探測碼估計(jì)的信道會與通信信號經(jīng)過的真實(shí)信道發(fā)生失配，采用PTRM技術(shù)不僅不會產(chǎn)生信號能量的聚焦，反而會使信道結(jié)構(gòu)更為復(fù)雜，因此對于通信時(shí)間長度內(nèi)水聲信道結(jié)構(gòu)的研究是十分有必要的。本文利用編碼信號前后的兩個(gè)信道探測碼對5 km、7 km 和10 km通信距離上的信道進(jìn)行了研究，其中接收陣元選取P1.圖4、圖5和圖6分別給出了相應(yīng)的信道結(jié)構(gòu)圖，其中圖4為通信距離5 km信道，圖5為通信距離7 km信道，圖6為通信距離10 km信道。本文用h1表示采用編碼信號之前的信道探測碼取得的信道估計(jì)結(jié)果；用h2表示采用編碼信號之后的信道探測碼取得的信道估計(jì)結(jié)果；用corr（h1，h2）表示兩估計(jì)信道的互相關(guān)結(jié)果。

圖4　通信距離5 km水聲信道沖激響應(yīng)Fig.4 Channel impulse responses at 5 km

從圖4、圖5和圖6的信道估計(jì)結(jié)果可看出，3種通信距離上的信道結(jié)構(gòu)都較為簡單，最大多途擴(kuò)展小于10 ms，信道主峰明顯，旁瓣較低，接收信號能量集中。另外，本次海試試驗(yàn)環(huán)境較為穩(wěn)定，在通信時(shí)間長度內(nèi)，5 km、7 km和10 km的信道結(jié)構(gòu)沒有發(fā)生較大的變化，采用編碼信號之前和之后信道探測碼估計(jì)的信道，具有很強(qiáng)相關(guān)特性，尤其在5 km的通信距離上，信道結(jié)構(gòu)幾乎完全一致。3種通信距離上的信道在通信時(shí)間長度內(nèi)滿足時(shí)不變的前提，因此可以采用雙向DFE結(jié)構(gòu)對接收數(shù)據(jù)進(jìn)行處理。

圖5　通信距離7 km信道沖激響應(yīng)Fig.5 Channel impulse responses at 7 km

2.3解碼性能分析

本文采用正向判決反饋均衡和雙向判決反饋均衡兩種方式對5 km、7 km和10 km的接收數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，其中均衡器抽頭間隔為T/2（T為碼元寬度），即每個(gè)碼元采集兩個(gè)點(diǎn)。均衡器的前饋濾波器抽頭個(gè)數(shù)為50，反饋濾波器抽頭個(gè)數(shù)為30.盡管海試水聲信道結(jié)構(gòu)較為簡單，但由于通信過程中海浪較大，海面的隨機(jī)起伏會使接收信號產(chǎn)生相位跳變，因此本文在均衡器中內(nèi)嵌二階鎖相環(huán)用于跟蹤相位的變化，鎖相環(huán)的傳輸函數(shù)為

圖6　通信距離10 km信道沖激響應(yīng)Fig.6 Channel impulse responses at 10 km

本文采用遞歸最小二乘（RLS）算法進(jìn)行均衡器系數(shù)的更新，其中遺忘因子λ=0.996 5，矩陣初始化因子σ=0.5.圖7、圖8和圖9分別給出了通信距離5 km、7 km和10 km的接收數(shù)據(jù)解碼星座圖。以均衡后輸出信噪比和誤碼率為比較標(biāo)準(zhǔn)，表1給出了相應(yīng)的統(tǒng)計(jì)結(jié)果，其中輸出信噪比計(jì)算公式為

圖7　通信距離5 km數(shù)據(jù)解碼星座圖Fig.7 Decoding constellation at 5 km

圖8　通信距離7 km數(shù)據(jù)解碼星座圖Fig.8 Decoding constellation at 7 km

對比圖7、圖8和圖9解碼星座圖以及表1海試試驗(yàn)數(shù)據(jù)解碼統(tǒng)計(jì)結(jié)果可看出：與傳統(tǒng)的正向DFE相比，采用雙向DFE對5 km、7 km和10 km的接收數(shù)據(jù)進(jìn)行處理時(shí)分別取得了2.74 dB、2.36 dB和1.54 dB的增益。隨著通信距離的增加，采用雙向判決反饋均衡的解碼增益逐漸降低，一個(gè)可能的原因是通信距離增加時(shí)信道結(jié)構(gòu)變得復(fù)雜，表現(xiàn)為聲信號在傳輸過程中能量不再集中于某一單獨(dú)的途徑，而是分散到幾條途徑中（如圖6），使得采用雙向判決反饋均衡也不能大幅度提高解碼性能。

圖9　通信距離10 km數(shù)據(jù)解碼星座圖Fig.9 Decoding constellation at 10 km

表1　海試試驗(yàn)數(shù)據(jù)解碼統(tǒng)計(jì)結(jié)果Tab.1 Statistical decoding results of sea experimental data

3 結(jié)論

本文通過海試試驗(yàn)研究了基于PTRM的雙向DFE結(jié)構(gòu)，PTRM能夠聚焦信號能量，壓縮信道多途結(jié)構(gòu)；雙向DFE利用正向均衡和反向均衡錯(cuò)誤傳播的差異顯著改善解碼性能。海試試驗(yàn)信道探測結(jié)果表明：在水聲通信過程中海洋環(huán)境較為穩(wěn)定，水聲信道結(jié)構(gòu)沒有發(fā)生明顯改變。與傳統(tǒng)的DFE相比，采用雙向DFE處理5 km、7 km和10 km的試驗(yàn)數(shù)據(jù)時(shí)分別取得了2.74 dB、2.36 dB和1.54 dB的增益。本文下一步工作將把基于PTRM的雙向DFE結(jié)構(gòu)應(yīng)用于信道時(shí)變條件下的水聲通信中。

（References）

［1］ Sazontov A G，Malekhanov A I.Matched field signal processing in underwater sound channels［J］.Acoustical Physics，2015，61（2）：213-230.

［2］ 惠俊英，生雪莉.水下聲信道［M］.第2版.北京：國防工業(yè)出版社，2007. HUI Jun-ying，SHENG Xue-li.Underwater acoustic channel［M］. 2nd ed.Beijing：National Defense Industry Press，2007.（in Chinese）

［3］ Stojanovic M，Catipovic J A，Proakis J G.Phase-coherent digital communications for underwater acoustic channels［J］.IEEE Journal of Oceanic Engineering，1994，19（1）：100-111.

［4］ Song H C，Hodgkiss W S，Kuperman W A.High-rate synthetic aperture communications in shallow water［J］.Journal of the A-coustical Society of America，2009，126（6）：3057-3061.

［5］ Edelmann G F，Song H C，Kim S，et al.Underwater acoustic communications using time reversal［J］.IEEE Journal of Oceanic Engineering，2005，30（4）：852-864.

［6］ Yang T C.Temporal resolutions of time-reversal and passive-phase conjugation for underwater acoustic communications［J］.IEEE Journal of Oceanic Engineering，2003，28（2）：229-245.

［7］ Rouseff D，Jackson D R，F(xiàn)ox W L J，et al.Underwater acoustic communication by passive-phase conjugation：theory and experimental results［J］.IEEE Journal of Oceanic Engineering，2001，61（4）：821-831.

［8］ Song H C，Hodgkiss W S，Kuperman W A，et al.Improvement of time reversal communications using adaptive channel equalizers ［J］.IEEE Journal of Oceanic Engineering，2006，31（2）：487-496.

［9］ Song H C，Kim J S，Hodgkiss W S，et al.High-rate multiuser communications in shallow water［J］.Journal of the Acoustical Society of America，2010，128（5）：2920-2925.

［10］ Flynn J A，Ritcey J A，Rouseff D，et al.Multichannel equalization by decision-directed passive phase conjugation：experimental results［J］.IEEE Journal of Oceanic Engineering，2004，29（3）：824-836.

［11］ Stojanovic M，Capitovic J A，Proakis J G.Adaptive multi-channel combining and equalization for underwater acoustic communications［J］.Journal of the Acoustical Society of America，1993，94（3）1621-1631.

［12］ Song A，Badiey M，Song H C，et al.Impact of ocean variability on coherent underwater acoustic communications during KauaiEx ［J］.Journal of the Acoustical Society of America，2008，123（2）：856-865.

［13］ Tang X G，Ding Z.A simple iterative bi-directional equalization for EDGE wireless systems［C］∥IEEE Global Telecommunications Conference.Taipei：IEEE，2002.

［14］ Jeong S，Moon J.Turbo equalization based on bi-directional DFE ［C］∥IEEE International Conference on Communications.Cape Town，South Africa：IEEE，2010.

［15］ Balakrishnan J.Time-reversal decision feedback equalizer and MIMO channel training［D］.Ithaca，NY，US：Cornell University，2002.

Experimental Demonstration of Underwater Acoustic Communication Based on Bidirectional Decision Feedback Equalizer

HAN Xiao1，2，SHENG Xue-li1，2，YIN Jing-wei1，2，LIU Bing1，2
（1.Acoustic Science and Technology Laboratory，Harbin Engineering University，Harbin 150001，Heilongjiang，China；2.College of Underwater Acoustic Engineering，Harbin Engineering University，Harbin 150001，Heilongjiang，China）

A robust single carrier underwater acoustic communication system is designed by combining bidirectional decision feedback equalizer（DFE）with passive time reversal mirror（PTRM）.At the receiver，PTRM is used to suppress the multipath spread and focus the signal energy.And then the bidirectional DFE is used to combine the outputs from the traditional DFE and the backward DFE，decreasing the errors brought by a wrong decision and improving the robustness of traditional DFE.The data processing results from a shallow water experiment in underwater acoustic channel stable environment show that the bidirectional DFE could get some processing gain，and the output signal-to-noise ratios are increased by 2.74 dB，2.36 dB，and 1.54 dB at 5 km，7 km，and 10 km，respectively.The decoding performance is effectively improved compared with the traditional DFE.

communication；underwater acoustic communication；passive time reversal mirror；bidirectional decision feedback equalizer；robustness

TB567

A

1000-1093（2016）03-0553-06

10.3969/j.issn.1000-1093.2016.03.023

2015-05-18

國家自然科學(xué)基金面上項(xiàng)目（51179034、61471137）；船舶預(yù)先研究支撐技術(shù)基金項(xiàng)目（13J3.1.5）

韓笑（1988—），男，博士研究生。E-mail：hanxiao1322@hrbeu.edu.cn；生雪莉（1978—），女，副教授。E-mail：shengxueli@aliyun.com