采用前端變壓器的射頻電磁波能量收集器設計

曾鶴瓊，胡　駿，楊祖芳，王瑞瑛（.武漢工商學院信息工程學院，武漢430065；2.湖北生物科技職業學院計算機系，武漢430070）

采用前端變壓器的射頻電磁波能量收集器設計

曾鶴瓊1，胡駿2*，楊祖芳1，王瑞瑛1
（1.武漢工商學院信息工程學院，武漢430065；2.湖北生物科技職業學院計算機系，武漢430070）

為實現高靈敏度的電磁波能量收集，提出了一種采用前端變壓器的射頻電磁波能量收集器。該電路具有一個前端變壓器和18級整流器，可使收集電路與一個標準的50天線相匹配，同時提供電壓增益，從而減少了18級整流器的“死區”。設計的電路采用了標準130-nm CMOS工藝，面積為200μm×250μm。實驗結果表明，提出的能量收集器電路能夠與50Ω天線相匹配，且具有-25 dBm靈敏度。

能量收集；整流器；射頻（RF）；變壓器

當前，電子消費市場對遠程供電或自供電電路的需求不斷增加。相關研究人員都在積極探索新的能量收集方法，如使用最常見的電磁波作為電源，實現射頻（RF）能量收集［1］。在RF能量收集中，由于監管限制，接收功率通常很低。此外，高頻信號的衰減較大，進一步加劇了能量收集的難度。再者，如果RF能量收集電路是完全放電的，它將存在一個固有的最小輸入功率，稱為“死區”［2］。電路在該功率下接收的電力不足以克服其損失，譬如電阻和泄漏等。因此，設計此類電路時的首要原則是獲取更高的靈敏度，減少“死區”。

電路要走出“死區”，效率是至關重要的因素，其原因在于可用能量較低。因此需要使電路與天線相匹配以便獲取最佳功率傳輸。在實際應用中，（如RF識別技術），設計人員通常會在電路連接到天線設備后，通過調整阻抗以達到最大傳輸功率，來進行匹配［3-4］。文獻［5］采用阻抗匹配法在電路中進行匹配，最常用的拓撲結構如LC-匹配電路。此外，變壓器也可用于阻抗匹配，與LC-匹配電路相比，使用變壓器具有如下優勢：（1）更小的芯片面積：初級和次級變壓器可以疊加［6］；（2）魯棒性：與LC時間常數值相比，變壓器的特性較少受參數變化的影響［7］。

整流射頻源信號所采用的技術，類似于處理較低頻率和較高電壓振幅的信號時使用的技術［8-9］。當前較先進的用于能量收集的電路開始使用整流器作為電壓倍增器，該整流器增加了輸出端的DC電壓，這樣可以對一個具有幾十到幾百mV振幅的入射波進行整流，并且產生0.2 V～1.0 V的直流電壓。

本文提出了一種全集成射頻能量收集電路，采用了一種集成升壓變壓器，該升壓變壓器提供了電壓增益，從而將設備靈敏度提高了3 dB，同時允許50Ω輸入阻抗與傳統天線的最大傳輸功率阻抗相匹配，變壓器之后緊跟一個使用NMOS晶體管設計的18級半波整流器，以便產生高到足以供應集成電路的DC電壓［10］。本文對全阻抗匹配模型進行了研究和優化，該模型包括鍵合線、變壓器和負載（整流器）。我們對提出的電路進行了測試，結果表明，在通過使用一個升壓變壓器后，能量采集器的靈敏度和效率均得到了提高。

1　變壓器設計

圖1為使用變壓器的天線匹配電路的等效電路［3］，其中，L11和L22為初級和次級自感，M為互感（M=k）。Rp1和Rs2分別為初級和次級繞組的串聯寄生電阻。Zrect=Rrect+j Xrect為變壓器負載阻抗［11］，Rrect和Xrect分別為Zrect的實數和虛部分。為了達到最大功率傳輸，要求ZPH=Z*A。ZA為天線阻抗，ZPH為能量收集電路的輸入阻抗，R［ZPH］和S［ZPH］分別為輸入阻抗ZPH的實數和虛部分，根據文獻［3］中公式：

圖1　變壓器匹配等效電路

其中，R［ZPH］和S［ZPH］分別為輸入阻抗ZPH的實數和虛部分。從式（1）可以看出，首先，R［ZPH］永遠不能低于Rp1，通過互感和負載阻抗之間的關系，Rp1可等于R［ZA］。其次，S［ZPH］的值可以設為負值（電容）、零值（純電阻）或正值（電感）以便設置S［ZPH］=-S［ZA］。

考慮到ZA=RA，為了滿足S［ZPH］=0，需要取消ωL11的影響，因此，設Rs2?Rrect，且ΔX=ωL22+Xrect，代入到式（1）中S［ZPH］，可得出以下公式：

求解二階公式（2）可得到以下公式：

在設計過程中，整流器應與輸入相匹配以確保最大功率傳輸。因此，Xrect應取足夠大，以便匹配變壓器的次級電感。此外，Rrect也應當取較高的阻值（在實踐中，高于變壓器次級電阻），其目的是使更多能量轉移到整流器，而一個非常高的值會導致變壓器的電壓增益降低，因而靈敏度較低。從式（3）的分析可以看出，Rrect的有效性受到平方根內的項的限制，Rrect=k2ωL22/2是最適合這兩種情況的值，代入到式（2）和式（3）可以求解得出，Xrect=（k2/2-1）ωL22。

根據以上思想，R［ZPH］的計算如下：

在一個電壓升壓變壓器中，由于匝數較低，初級繞組寄生電阻（Rp1）通常很小。根據式（4）得出，互感與負載阻抗之間的關系可用來增加輸入阻抗，以便使其等于RA。

通過利用戴維南等值，計算在L22和Rs2的電壓（VM），可計算出電壓增益V2/VA。此外，考慮到電路的匹配使Zrect=ZM?，其中ZM為變壓器輸出阻抗，Xrect的定義如前所述，可得到以下公式：

將式（5）代入式（6）中，可得到變壓器的電壓增益：

式（7）表明電壓增益可通過以下方式增加：（1）增加次級繞組（L22）；（2）增加k。仔細檢查式（3）、式（4）和式（7），可以發現L11不會對集成變壓器的匹配和電壓增益設計造成很大的影響。因此，設計變壓器的目標是增加L22，保持低的L11并同時保持高的耦合系數（k）。

另一個重要結論是，使用變壓器匹配特別有利于低阻抗天線，此類天線本身具有較低的輸出電壓，因為它增加了電壓增益并減少了電路“死區”。

2　鍵合影響分析

圖2顯示了接地鍵合、帶集成變壓器的能量收集電路和輸入鍵合。圖中Cg2短路接地，因此可忽略。通過鍵合電感Li以及兩個電容Ci1和Ci2對輸入鍵合進行了建模，每個鍵合端分別有一個電容。為簡化電路分析，忽略了鍵合串聯電阻，天線負載為ZIN，輸入鍵合塊以一個2端口阻抗矩陣為特征，接地鍵合的輸入阻抗為Zg11=jωLg‖（1/jωCg1）（注：Vg2接地）。

圖2　包括鍵合的輸入電路

鑒于能量收集電路將接地鍵合的輸入阻抗視作串聯的，在節點X（見圖2）的阻抗為ZX=ZPH+Zg11，由此，可獲得以下公式：

同時，如圖2所示，天線輸入負載阻抗ZIN可以通過如下公式得出：

利用人工分析ZIN公式較為困難。因此此處采用了一個數值模擬器，并使用從電路設計中提取的一系列值作為變量，以便分析表達式，并用實際測量與仿真結果進行比較。

分析結果表明，如果輸入鍵合和接地鍵合具有比初級電感更低的電感，二者對匹配的影響都較小。Ci2和Cg1對匹配的影響幾乎可以忽略不計。然而，匹配對Ci1的變化高度敏感。此外，也對整流器輸入阻抗Zrect的變化進行了模擬。對應于圖2中元素的模擬值如下所示：Ci1=250 fF；Ci2=60 fF；Cg1=60 fF；Li=1.5 nH；Lg=1.5 nH。

3　整流器設計

在RF能量采集器中，整流階段通常由一連串的整流器組成，這些整流器用于增加輸出端的DC電壓。接下來主要對運行在弱反轉區的整流器進行了分析研究。

圖3顯示了倍壓器的基本構件。Mn的柵極連接到Vrect。晶體管在“二極管”配置中進行連接，負載為電容器。Vrect=Vacos（2πft）為整流器輸入端上施加的電壓。圖3也描述了在兩階段（φ1和φ2）操作過程中整流器在整流ac信號時是如何運轉的。同時顯示了漏極電流以及入射波的一個周期內晶體管終端的電壓。點A和B為源漏反轉點，Vo在穩定狀態下視為常數。階段φ1和φ2分別對應于充電電流（id1）和反向電流（id2），并分別在時間區間［A，B］、［-T/2；A］和［B；T/2］中定義。在理想的情況下，在φ1階段，當Vrect＞Vo時，電容器充電，而在階段φ2，當Vrect＜Vo時，電容器放電。最初，電容器充電和放電時間為入射波周期的50%，隨著輸出電壓的增加，充電時間φ1減少而φ2增加，直到實現帶有穩態電壓值的平衡。

圖3　作為二極管連接的單整流器（NMOS）以及電壓和電流隨時間的變化

使用該電路的信號在50Ω負載上其功率將小于-3 dBm，這意味著在晶體管終端施加的電壓小于普通CMOS技術的閾值電壓（Vth）。因此，在區間［A，B］，該電路的晶體管大多工作在弱反轉區。漏極電流見式（11），其中，Iz=2KnVT2，n為常數（通常在1和2之間），VT為熱電壓，且K=μnCoxW/L。在區間［B，A］，晶體管大多處于積累和耗盡區，在這些區域，式（10）合理地近似Vgs=0［3］。因此，

從上面的分析中，可得出如下結論：對于非常微弱的信號來說，每個 MOSFET整流器塊可以實現的最大可能輸出電壓很小。效率直接與Vgs/VT之間的關系相關，電荷和泄漏電流具有相同的數量級。因此，有必要使用多級整流器來增加輸出dc電壓。另外，與帶有在強反轉區運轉的晶體管的傳統整流器相比，運轉時帶有該輸入功率級的整流器具有較低的電荷/功率輸送能力。

圖4顯示了多級整流器的拓撲結構。設其操作原理與用于單級整流器的操作原理假設相同，在第1個周期內，當Vrect＜Vo1時，M1正向偏置且將電容器C1充電至Vx。在第2個周期內，當Vrect＞Vo1時，C1保持其電荷，從而Vo1升至2Vx，同時M2直接偏置并將電容器C2（節點Vo2）充電至2Vx。在后續階段使用相同的機制，無需考慮負載和損失，在最后階段的輸出電壓等于N·Vx。在實踐中，更具體地說，由于帶有工作在弱反轉區的晶體管，Vx永遠不等于Va。在每個完整的周期內，泄漏電流減少了每個電容器的電荷量，因此大大減少了每個節點的電壓。整流器由18級組成，以便得到匹配條件所需的負載阻抗（Zrect）。應用的輸入電壓低于晶體管閾值電壓（電壓為320mV）。

圖4　采用二極管連接的NMOS晶體管的多級配置

4　能量收集器測試結果

如前所述，電路的設計采用了標準130-nm工藝。作為平面集成變壓器，與整流電路的設計相比，變壓器的設計不太靈活。因此，我們先設計變壓器，然后匹配整流器。由于變壓器的設計目標是為了實現最小面積和寄生電阻，以便最大限度地提高次級繞組電感，然后設計初級繞組使M和耦合系數（k）最大化，同時減少繞組間電容。以此為目標，我們在一個疊加的配置中設計變壓器布局，以實現初級和次級繞組間的高匝數比。次級繞組的匝數為12，以便減少寄生電阻。初級繞組的匝數為 3.5。采用ASITIC軟件計算了所有的變壓器模擬和參數，如表1所示。

表1　變壓器及整流器特性

對于所提出的電路如圖5所示，整流器輸入阻抗是整流級數的一個函數。因此，每個整流級的阻抗由電容值（Cn）和晶體管的參數W和L決定。為了設計整流電路，我們認為每一級應該有一個時間常數。此外，在階段φ1，晶體管應保持較低的電阻和較高的電容。由于面積權衡，我們選擇C=400 fF，這使晶體管的寬高比W/L=31。由于變壓器的等效串聯電阻（Rrect）降低，會導致電抗（Xrect）增加。為了使變壓器與整流器相匹配，最初需要20級，經過布設后模擬，減少到18級。

圖5　所提出的能量收集電路

圖6顯示了實驗測試板，該測試板為帶變壓器匹配的電路。對于提出的能量收集電路，如前面部分所述，來自鍵合和測試板的寄生電容和電感可以影響電路匹配。圖7顯示了電路測量輸入反射系數（S11）以及理論和模擬結果。使用網絡分析器獲得了測量結果，顯示的行為正如模型所預測，在接近1.5GHz的頻率范圍內電路得到匹配。

圖6　能量收集器電路板

圖7　理論的、模擬的和實驗的反射系數（S11）

該電路能夠提供穩定的dc電壓，輸入頻率范圍在1.2GHz和1.8GHz之間，頻率為1.3GHz時電壓最大。圖8顯示了頻率為1.3GHz時，不同輸入功率級下在電磁吸波暗室內測量的收集電路的輸出電壓，同時顯示了頻率為1.3GHz時證明電路設計的模擬值，以便進行比較。結果表明，該電路能夠有效地整流入射波，并在負載為10MΩ時產生穩定的輸出電壓，在-5 dBm時結果最顯著，此時輸出電壓約為800mV。靈敏度與-25 dBm一樣低，此時電容負載產生的dc電壓為200mV。

圖8　電磁吸波暗室內的輸出電壓

圖9對不同輸入功率級下連接10MΩ負載的電路輸出電壓進行了比較。結果表明集成變壓器的靈敏度提高了3 dB。此外，為了補充實驗結果，我們開展了一個最終測試以驗證電路充電的性能：將一個270 nF外部電容器與10MΩ負載進行并聯。充電至1.1伏時大約花了2.5 s。表2對本研究中電路的靈敏度與其他研究中的電路的靈敏度進行了比較，所有研究均在相同的負載條件進行，即使用一個電容負載，并在輸出電壓為0.2V和1V時進行測量。

圖9　帶有電容負載的電路與無電容負載的電路的輸出電壓比較

表2　與類似文獻的比較結果（帶有電容負載）

5　結論

本文提出了一種采用前端變壓器的射頻電磁波能量收集器。該電路的設計通過采用升壓變壓器和18級整流器，實現了較高的靈敏度。實驗結果證實了所提出的有效性，并表明了該電路與50Ω天線相匹配且具有-25 dBm靈敏度。

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曾鶴瓊（1981-），女，土家族，湖北恩施人，研究生，講師。主要研究方向為電子電路研究與設計，zenghq400@126.com；

胡駿（1981-），男，漢族，湖北武漢人，研究生，講師，本文通信作者。主要研究方向為電子技術、通信技術，nickhu_ 81@sina.com.cn；

楊祖芳（1981-），女，漢族，湖北荊州人，研究生，講師。主要研究方向為電子電路；

王瑞瑛（1979-），女，漢族，湖南常德人，研究生，講師。主要研究方向為電子電路。

RF Electromagnetic Energy Collectorusing Front-Endtransform ers

ZENG Heqiong1，HU Jun2*，YANG Zufang1，WANG Ruiying1
（1.Information Engineering Institute，Wuhan Technology and Business Uniυersity，Wuhan 430065 China；2.Department of Computer，Hubei Vocational College of Bio-Technology，Wuhan 430070 China）

In order to achieve high sensitivity of electromagneticwave energy collection，a new energy collector with RF electromagnetic wave is presented.The circuit has a front end transformer and a 18 stage rectifier，which can make the collection circuitmatch with a standard 50 antenna，while providing a voltage gain，thereby reducing the “dead zone”of the 18 stage rectifier.The circuit is design with a 130-nm CMO Sstandard process.Area is 200μm× 250μm.The experimental results show that the proposed circuit，the energy collectormatches with 50Ωantenna matching with the sensitivity of-25 dBm.

energy harvesting；rectifier；radio frequency（RF）；transformer

TM 433

A

1005-9490（2016）04-0978-06

2015-09-07修改日期：2015-10-08

EEACC:2140；735010.3969/j.issn.1005-9490.2016.04.042