基于諧波調(diào)制的低功耗超寬帶脈沖收發(fā)器設(shè)計(jì)*

鄒心遙，黃俊輝，陳　豪（廣東農(nóng)工商職業(yè)技術(shù)學(xué)院，廣州510507）

基于諧波調(diào)制的低功耗超寬帶脈沖收發(fā)器設(shè)計(jì)*

鄒心遙*，黃俊輝，陳豪
（廣東農(nóng)工商職業(yè)技術(shù)學(xué)院，廣州510507）

為實(shí)現(xiàn)更高的超寬帶近場數(shù)據(jù)傳輸，提出一種基于脈沖諧波調(diào)制的集成低功率收發(fā)器。該收發(fā)器在發(fā)射器（Tx）端使用兩個具有特定振幅的窄脈沖，來抑制由接收器（Rx）高Q值LC諧振電路引起的碼間干擾（ISI），從而實(shí)現(xiàn)高數(shù)據(jù)率。提出的接收器結(jié)構(gòu)是以非相干能量檢測為基礎(chǔ)，檢測使用了基于脈沖的新型自動增益控制電路，這大大降低了短耦合距離內(nèi)的功率消耗（46%）及ISI。提出的收發(fā)器采用0.35μm標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝制成。測試結(jié)果顯示，當(dāng)距離為10mm時，實(shí)測數(shù)據(jù)傳輸速率為20 Mbyte/s，誤碼率為8.7×10-8。當(dāng)電源電壓為1.8 V時，提出的發(fā)射器和R接收器的功率損耗分別為180 pJ/bit和12.15 pJ/bit。

脈沖超寬帶；諧波調(diào)制；低功率；收發(fā)器

寬帶近場通信的需求已經(jīng)變得越來越大，例如植入式醫(yī)療裝置中的人工耳蝸和視覺假體，需要將外部人工傳感器的大量數(shù)據(jù)傳遞至植入式醫(yī)療裝置。但是現(xiàn)有的標(biāo)準(zhǔn)，如在402MHz～405MHz頻帶中運(yùn)行的醫(yī)療植入式通信服務(wù)，僅能夠提供有限的帶寬（300 kHz）［1-2］。

超寬帶（UWB）技術(shù)是近期的研究熱點(diǎn)，能夠?qū)崿F(xiàn)短距離高速無線傳輸，當(dāng)距離小于10m時，可以達(dá)到480Mbyte/s的高數(shù)據(jù)傳輸率［3］。超寬帶技術(shù)是一種高速寬帶近場通信技術(shù)，具有低功耗和低成本的優(yōu)勢，被認(rèn)為是未來短距離無線通信的重要技術(shù)。2002年美國聯(lián)邦通信委員會（FCC）最先批準(zhǔn)開放工作頻段3.1GHz～10.6GHz，作為UWB技術(shù)民用，并限制其發(fā)射功率譜密度不高于～41.2 dBm/MHz，以便與其它無線通信系統(tǒng)如GSM，WLAN和Bluetooth等共存［4］。

近期文獻(xiàn)中提出的應(yīng)用于植入式醫(yī)療裝置的超寬帶系統(tǒng)需要較低的功耗和較高的數(shù)據(jù)傳輸速率［5］，因此本文設(shè)計(jì)了一種基于脈沖的新型數(shù)據(jù)傳輸技術(shù)，叫做脈沖諧波調(diào)制，可用于進(jìn)一步降低近場通信鏈路中功率消耗并提高數(shù)據(jù)率的極限值［6-7］。同樣也有為其他通信技術(shù)研發(fā)的基于脈沖的近場數(shù)據(jù)傳輸方法［8］。然而，它們需要帶有低品質(zhì)因數(shù)（Q）的鏈路以實(shí)現(xiàn)較寬的帶寬，這并不適合需要較高傳輸距離及更多應(yīng)用場景的植入式醫(yī)療裝置應(yīng)用領(lǐng)域［9］。本文介紹了基于脈沖諧波調(diào)制的新型完全集成收發(fā)器，此收發(fā)器采用標(biāo)準(zhǔn)CMOS，提出的脈沖諧波調(diào)制收發(fā)器中的主要性能改進(jìn)如下所示：（1）增加了數(shù)據(jù)傳輸速率；（2）集成了整個收發(fā)器芯片；（3）具有新型接收器的結(jié)構(gòu)，帶寬更高、功率損耗更低且芯片面積更小；（4）接收器中具有自動增益控制（AGC）結(jié)構(gòu)，可用于進(jìn)一步降低近距離內(nèi)的功率及碼間干擾（ISI），降低其復(fù)雜性。提出的收發(fā)器采用0.35 μm標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝制成。測試結(jié)果顯示，當(dāng)距離為10mm時，實(shí)測數(shù)據(jù)傳輸速率為20Mbit/s，誤碼率為8.7×10-8。當(dāng)電源電壓為1.8 V時，提出的發(fā)射器和R接收器的功率損耗分別為180 pJ/bit 和12.15 pJ/bit。

1　提出的收發(fā)器系統(tǒng)架構(gòu)

圖1是此收發(fā)器系統(tǒng)模塊框圖。發(fā)射器（Tx）的內(nèi)部，如圖1上虛線框所示，時序脈沖產(chǎn)生器（PPG）模塊生成了兩個特殊的窄脈沖表示位“1”。通過一對高Q值LC諧振電路傳輸帶有特定振幅的脈沖。每個脈沖在接收器LC諧波頻率下生成了衰減的振蕩響應(yīng)。在每個位“1”的周期內(nèi)，將第2個脈沖的振蕩添加至第1個脈沖的振蕩，第2個脈沖被稱為抑制脈沖，第1個脈沖被稱為啟動脈沖，異相可用于使接收器輸入的ISI最小。時域疊加可以達(dá)到較高傳輸速率，且并未減少鏈路Q因數(shù)來增加帶寬。

圖1　基于脈沖諧波調(diào)制的集成超寬帶收發(fā)器模塊框圖

接收器（Rx）如圖1下虛線框所示，基于非相干能量檢測方案運(yùn)行，兩個增益級和一個比較器放大了接收信號，比較器恢復(fù)了串行數(shù)據(jù)位流。第1個LNA的增益由AGC自動調(diào)節(jié)，用以確保在不同的耦合距離下，圖1中比較器輸入VA的振蕩幅度在期望的水平Vref2上，Vref2應(yīng)該比Vref1高。

2　發(fā)射器設(shè)計(jì)

在圖2的發(fā)射器原理圖中，PPG模塊生成了2個脈沖，可調(diào)節(jié)寬度及間隔為位“1”，不存在位“0”。脈沖間隔td可在6 ns～72 ns范圍內(nèi)進(jìn)行精確調(diào)節(jié)，通過粗延時和細(xì)延時可對工藝變化進(jìn)行彌補(bǔ)，粗延時由3個從0到56 ns的二進(jìn)制加權(quán)位PS0～3進(jìn)行控制，且二進(jìn)制加權(quán)位帶有8 ns步；細(xì)延時由一個從6 ns到16 ns的片外模擬信號PS進(jìn)行控制。對電容負(fù)載型逆變器（C=200 fF）的傳播延時進(jìn)行累加生成了粗延時。2個金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管的寄生電容MP會隨著柵電壓的變化而變化，且生成了細(xì)延時。S1和S2脈沖均從相同的位“1”PPG輸入生成，其中td延遲了S2脈沖。這些脈沖的寬度tpw可從3到8 ns進(jìn)行精確調(diào)節(jié)。出于檢測的目的，S1和S2也在或門中合并生成信號，即：圖2中的Sm。

對于數(shù)據(jù)位“0”，S1=S2=0，通過Mp1和Mp2將L1的兩個節(jié)點(diǎn)連接至VDD。因此，無電流通過L1，且通過接收器LC諧振電路的電壓未發(fā)生改變。對于數(shù)據(jù)位“1”，S1切換至“1”獲得tpw，在此期間Mp1閉合，至少有一個Mn10-14開啟，且電流i1開始在L1中從右到左傾斜升溫，速度與d i1/d t=VDD/L1成正比。L1中的電流變化由Mn10-M14的導(dǎo)通電阻進(jìn)行控制，且產(chǎn)生了通過接收器LC諧振電路的電壓。為了結(jié)束啟動脈沖，將S1切換回“0”，當(dāng)Mp1使L1的左節(jié)點(diǎn)縮短至VDD，且為i1提供了返回零的路徑時，并未產(chǎn)生意外的振蕩。延遲之后td，S2切換至“1”生成了L1中的電流脈沖，與啟動脈沖相似，但方向相反（從左到右）。

圖2　提出的脈沖諧波調(diào)制發(fā)射器的原理圖

在S1和S2脈沖期間，L1中的電流振幅分別由5 bit電流導(dǎo)引數(shù)模轉(zhuǎn)換器、PA1［0-4］和PA2［［10］。如文獻(xiàn)［11］所述，選擇抑制脈沖振幅的次數(shù)P應(yīng)小于啟動脈沖振幅的次數(shù)。同樣應(yīng)該注意：在本設(shè)計(jì)中，由于就S1而言S2已為異相，即二者流動的方向相反，td應(yīng)該是接收器LC電路諧振頻率fr半個周期的偶數(shù)倍。

3　接收器設(shè)計(jì)

接收器輸入的脈沖諧波調(diào)制信號為較低頻率情況下沖激無線電超寬帶（IR-UWB）的開閉鍵控信號，在某個頻帶中，存在振幅或不存在振幅分別表示為位“1”或“0”。在IR-UWB接收器的不同結(jié)構(gòu)中，非相干能量檢測方案不需要功率消耗大的模塊。然而，當(dāng)傳輸速率大于10Mb/s，傳統(tǒng)非相干能量檢測接收器的功耗及芯片面積顯著增加，原因在于它們經(jīng)常需要高階低通濾波器。如果在頻率低的情況下，此濾波器就會消耗大量功率及占用大量面積［11］。

為了獲得脈沖諧波調(diào)制中最高的數(shù)據(jù)傳輸速率，接收器LC諧振電路中的振蕩數(shù)量應(yīng)減少至唯一一次。如插圖3所示，振蕩包含了大多數(shù)的接收能量，將其與基準(zhǔn)電壓比較就可對接收能量進(jìn)行檢測。圖1中本文提出的接收器結(jié)構(gòu)功率損耗及面積損耗均較低，并且靈敏度足以對單一振蕩進(jìn)行檢測。兩個增益級放大了接收信號，并將接收信號與基準(zhǔn)電壓Vref1進(jìn)行比較用于恢復(fù)串行數(shù)據(jù)位流。

圖3　基于脈沖的AGC的原理圖（帶有其運(yùn)行波形）

包含基于脈沖的AGC有助于：（1）節(jié)省近距離d的功率，近距離的接收信號較強(qiáng)；（2）降低近距離d內(nèi)的ISI效能，近距離中較強(qiáng)的接收信號致使ISI較大；（3）降低對比較器的設(shè)計(jì)要求，原因在于比較器輸入端的接收信號振幅是由AGC保持的。傳統(tǒng)AGC通過檢測接收載波信號的包絡(luò)，并將其與閥值進(jìn)行比較，以便確定增益的提高和減少。然而，檢測窄振蕩模式的包絡(luò)，如脈沖諧波調(diào)制，這需要復(fù)雜的電路設(shè)計(jì)。文獻(xiàn)［5］中提出了基于脈沖的AGC。然而，它僅有2種模式：高增益或低增益，且需要發(fā)射器和接收器之間共享的同步時鐘，但經(jīng)常無法獲得。

如圖3所示，本文提出的低功率AGC接收了第2個LNA輸出信號VA，并將信號與Vref2進(jìn)行比較，可用于控制fr=66.6MHz時從-32到22 dB的第1個LNA的增益，是通過調(diào)節(jié)從0到70μA的偏置電流實(shí)現(xiàn)的。CAGC=4.5 pF時，I=50 nA，可用于增加默認(rèn)的接收器增益。增益一直增加，直到接收脈沖的VA振幅超過了Vref2，接收脈沖表示為位“1”。此時，圖1中接收器和圖3中AGC的輸出在位周期內(nèi)均較高。當(dāng)接收器數(shù)據(jù)較高時，CAGC開始以100×I=5μA的速度放電，這比充電電流快得多，因此，接收器增益迅速減少。增益一直減少，直到VA＜Vref2，因此，AGC-comp輸出較低，且CAGC開始再次充電，接收器增益也會增加。這個起伏周期將Vref2周圍的接收脈沖VA的振幅維持在位“1”，如圖3所示。對CAGC放電的速度比對其充電的速度快了100倍，這是為了確保當(dāng)輸入數(shù)據(jù)流有許多連續(xù)的“0”時接收器仍能正常運(yùn)行。通過減少接收器增益，AGC可降低短耦合距離內(nèi)的ISI效能，短耦合距離內(nèi)的接收信號和ISI均較強(qiáng)。從插圖3中可看出，由于AGC功能，可容忍高達(dá)Vref1-VDC的ISI振幅，只要ISI一直比Vref1小。因此，考慮到獲得高DRs，信號ISI比可與（Vref2-VDC）/（Vref1-VDC）一樣低。

圖4是第1個和第2個LNAs及比較器的原理圖。fr=66.6MHz時，增益為22 dB的第1個LNA的模擬噪聲系數(shù)為27.6 dB。66.6 MHz條件下，第2 個LNA的增益為15 dB，且消耗了14μA，這與各個比較器較為相似。

圖4　（a）相同的第1級和第2級LNAs的原理圖，二者的偏置電流分別由AGC和帶隙基準(zhǔn)控制。兩個LNAs提供的最大總增益為37 dB。（b）接收器和AGC比較器的原理圖，如圖1和圖3所示

4　測量結(jié)果

脈沖諧波調(diào)制收發(fā)器采用 0.35μm標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝制成，芯片面積為0.23 mm2。圖5是脈沖諧波調(diào)制收發(fā)器版圖布局。在實(shí)驗(yàn)設(shè)置中使用了兩個脈沖諧波調(diào)制芯片，如圖6所示。每個PCB均具有一個包含8個線圈的平板（見插圖6），不導(dǎo)電的有機(jī)玻璃板可以使線圈保持平行并能夠精確對準(zhǔn)。我們使用了2個GB1400（Giga-BERT）進(jìn)行測試，如圖6所示，用于產(chǎn)生發(fā)射器的數(shù)據(jù)和時鐘，并實(shí)時測量接收器的無線鏈路誤碼率（BER）。

圖5　脈沖諧波調(diào)制收發(fā)器芯片的版圖布局

圖6　脈沖諧波調(diào)制收發(fā)器的測量實(shí)驗(yàn)設(shè)置

為了實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)傳輸速率達(dá)到20Mbyte/s，我們選擇了fr=66.6MHz、td=30 ns及P=1，且?guī)в凶畲笾蛋l(fā)射器功率，即：PA1，2［0-4］=VDD。圖7（a）和7（b）分別表示20 Mbyte/s時的傳輸串行數(shù)據(jù)位流、PPG輸出（圖2中的Sm）、緩沖的Rx-comp輸入以及d= 10mm時的恢復(fù)串行數(shù)據(jù)位流。在圖7（b）中，由于不存在抑制脈沖時ISI較強(qiáng)，接收器未能在這個DR中恢復(fù)串行數(shù)據(jù)位流。另一方面，使用圖7（a）所示的脈沖諧波調(diào)制技術(shù)可以對串行數(shù)據(jù)位流精確檢測。

圖8（a）是當(dāng)d的變化范圍為4mm到10mm時，不同數(shù)據(jù)傳輸速率條件下的實(shí)測BER。結(jié)果表明：如果可接受的BER極限為10-7，當(dāng)d=10mm時，當(dāng)前脈沖諧波調(diào)制收發(fā)器可獲得的最優(yōu)數(shù)據(jù)傳輸速率為20Mbyte/s。數(shù)據(jù)傳輸速率越高，ISI就會增加，且會生成更高的BER。圖8（b）是當(dāng)d=10mm時由X軸和Y軸上線圈未重合導(dǎo)致BER發(fā)生的變化，如圖6所示。曲線表示：相較于Y軸，X軸上線圈未重合的影響較小，這與之前文獻(xiàn)［10］和文獻(xiàn)［11］中的結(jié)論一致。在全部的測量結(jié)果中，Vref1=1 V 和Vref2=1.5 V。

當(dāng)接收器增益設(shè)置為最大值37 dB，圖9顯示了AGC啟動和不啟用時，實(shí)測接收器功率損耗比較結(jié)果。從圖9可以看出，當(dāng)d=4mm時，AGC使接收器功率損耗降低了46%，從12.15降低至6.75 pJ/bit。表2總結(jié)了提出收發(fā)器的性能，并且與其他類似文獻(xiàn)中的收發(fā)器性能作比較。當(dāng)fr=66.6MHz時，提出的脈沖諧波調(diào)制收發(fā)器的數(shù)據(jù)傳輸速率可達(dá)到20Mbyte/s，誤碼率為8.7×10-7，且Q為96，發(fā)射器和接收器功率損耗分別為180和12.15 pJ/bit。

圖8　有偏差情況下的BFR

圖9　當(dāng)AGC可行（最佳接收器增益）及不可行（最大接收器增益）時的實(shí)測接收器功率損耗與耦合距離d。當(dāng)d=4mm時，AGC為接收器節(jié)省了46%的功率。

表2　進(jìn)場寬帶通信收發(fā)器性能對比

相較于文獻(xiàn)［11］之前的脈沖諧波調(diào)制收發(fā)器，我們不僅使數(shù)據(jù)傳輸速率提高了50%，而且使發(fā)射器和接收器功率損耗分別降低了約1.9倍和24倍。此外，新型接收器芯片面積僅為之前面積的1/8。然而，相較于文獻(xiàn)［11］，此結(jié)構(gòu)中的接收信號能量更小，原因在于接收器輸入僅允許出現(xiàn)唯一的振蕩。另一方面，當(dāng)前脈沖諧波調(diào)制收發(fā)器的測試設(shè)置是真實(shí)的無線環(huán)境。

5　結(jié)論

本文提出了一種基于脈沖諧波調(diào)制的超寬帶收發(fā)器，并進(jìn)行了電路實(shí)現(xiàn)及實(shí)際測量。提出的收發(fā)器采用0.35μm標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝制成。測試結(jié)果顯示，當(dāng)距離為10mm時，實(shí)測數(shù)據(jù)傳輸速率為20 Mbit/s，誤碼率為8.7×10-8。當(dāng)電源電壓為1.8 V時，提出的發(fā)射器和R接收器的功率損耗分別為180 pJ/bit和12.15 pJ/bit。基于非相干能量檢測的接收器包含了一個新型AGC，可以降低短耦合距離內(nèi)的功率損耗及ISI。通過增加線圈的固有共振頻率，使用相同的脈沖諧波調(diào)制收發(fā)器結(jié)構(gòu)可以實(shí)現(xiàn)更高的數(shù)據(jù)傳輸速率。

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鄒心遙（1978-），女，漢族，湖南衡陽人，職稱副教授、博士，從事新型光電器件、物聯(lián)網(wǎng)技術(shù)、高職教育等研究，madelinexy@ 163.com；

黃俊輝（1993-），男，漢族，廣東佛山人，廣東農(nóng)工商職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)生，從事物聯(lián)網(wǎng)技術(shù)應(yīng)用、新型電子器件研究。

Low Power Ultra Wideband Pulse Transceiver Design Based on Harmonic Modulation*

ZOU Xinyao*，HUANG Junhui，CHEN Hao
（Guangdong AIB Polytechnic College，Guangzhou 510507，China）

In order to achieve a higher data transmission，a low power transceiver based on pulsemodulation is proposed.The proposed transceiver uses two narrow pulseswith specific amplitudes and timing at the transmitter（Tx）to suppress intersymbol interference（ISI）at the receiver（Rx）high-Q and LC tank to achieve high data rates.The proposed receiver structure is based on the non-coherent energy detection，which is based on a new automatic gain control circuit，which greatly reduces the power consumption（46%）and ISI.The transceiver uses 0.35μm standard CMOS process.The test results show that，when the distance is 10mm，themeasured data transmission rate is 20 Mbyte/s，the error rate is 8.7×10-8.When the supply voltage is 1.8 V，the power loss of the transmitter and the R receiver is180 pJ/bitand 12.15 pJ/bit，respectively.

IR-UWB；harmonicmodulation；low power；transceiver

TN780

A

1005-9490（2016）04-0892-06

項(xiàng)目來源：2015廣東大學(xué)生科技創(chuàng)新培育專項(xiàng)資金立項(xiàng)項(xiàng)目（Pdjh2015a0718）；廣東省高等職業(yè)教育教學(xué)改革項(xiàng)目（201401155）；科技部星火計(jì)劃項(xiàng)目（2013GA780007）

2015-09-16修改日期：2015-11-19

EEACC:125010.3969/j.issn.1005-9490.2016.04.027