一種新穎的雙模態LLC諧振變換器的分析與設計*

陳　果（中山職業技術學院信息工程學院，廣東中山528040）

一種新穎的雙模態LLC諧振變換器的分析與設計*

陳果*
（中山職業技術學院信息工程學院，廣東中山528040）

為了提高LLC諧振變換器的輸入電壓適應范圍，提出了一種新穎的雙模態LLC諧振變換器。所提出變換器的隔離變壓器原邊繞組中設計有一個輔助抽頭，使得變壓器具有兩種工作變比，對應兩種工作模態：低輸入電壓區模態和高輸入電壓區模態。通過檢測輸入電壓控制高頻開關，使得變換器自動選擇適應當前輸入電壓的工作模態。文中給出了所提出變換器的詳細工作原理和換流過程分析。為了避免變換器在設定的輸入電壓切換點附近因模態連續切換而產生的震蕩，提出了一種基于電壓滯環和模態保持的模態切換策略。最后，研制了一臺300W的實驗樣機，樣機輸入電壓為25 V～60 V，控制芯片為TMS320F28335，樣機實驗結果驗證了所提出的雙模態LLC諧振變換器及其模態切換策略的可行性。

變換器；LLC；雙模態；寬范圍輸入；模態切換

燃料電池具有零排放、高轉換效率（32%～46%）和低噪音等優點，因此被看做是最符合未來能源需求的能量來源［1-2］。燃料電池發電技術得到了國內外學者的廣泛關注和研究［3-6］。在燃料電池發電系統中，由燃料電池反應堆輸出直流電源，其具有電壓幅值低（＜60 V，對應5 kW～10 kW系統）和電壓變化范圍大的特點［4］。因此需要在燃料電池和DC/AC逆變器之間設置升壓型DC/DC變換器以獲得穩定的直流電壓（比如380V直流電壓對應220V的電網［6］）。

LLC諧振變換器具有效率高、成本低和全負載范圍內實現軟開關等優點，已經在通信電源［7］、LED照明［8］和電動汽車［9］等領域得到廣泛應用。LLC諧振變換器在燃料電池等新能源發電系統中的應用也在不斷增多［10］。為了滿足寬范圍輸入的應用要求，國內外學者提出了多種LLC諧振變換器的改進拓撲結構和控制策略［10-16］，目前的研究主要集中在以下3個方面：（1）新型電路拓撲［10-12］，文獻［10］提出了Boost+開環LLC諧振諧振變換器的兩級變換思路，文獻［11］提出了Z源LLC諧振變換器，文獻［12］提出了雙輸入電感的LLC諧振變換器。上述這些電路都是在LLC諧振變換器的基礎上增加了輔助電路，雖然可以提高變換器整體的輸入電壓適應范圍，但是輔助電路的引入會降低LLC諧振變換器的性能（相比于單級LLC諧振變換器的方案）。（2）變電路拓撲［13-14］，變換器一般具有兩種或兩種以上的具有同構結構的子拓撲，子拓撲之間通過投切開關選擇最佳的子拓撲。（3）變工作模態［15-16］，僅僅通過變換器控制模式的改變，主動轉換為最適應當前環境條件下的拓撲形式及工作模態，其模態切換中使用到的投切開關本身也用作變換器中的高頻開關［15］。變模態變換器中的工作模態之間的切換不再局限于設定特定的投切開關，而是通過控制改變電路結構或是調制方式［16］。

本文在半橋LLC諧振變換器的基礎上，通過在高頻變壓器的原邊繞組中設計一個輔助抽頭，并輔以一對高頻開關管組成的控制橋臂。通過控制高頻開關管的開關邏輯，使得變壓器具有兩種工作變比，對應兩種工作模態：低輸入電壓區模態（輔助抽頭投入使用）和高輸入電壓區模態（輔助抽頭退出使用）。變換器在兩種模態下均能被設計在相對最佳狀態，而不需要為了兼顧兩個輸入電壓區而犧牲功率變換效率。本文對變換器的換流過程進行了詳細分析，并提出了一種改進的模態切換策略。最后，設計了一臺輸入電壓為25 V～60 V的實驗樣機，給出了變換器的設計過程和實驗結果。

1　電路結構與工作原理分析

所提出的雙模態LLC諧振變換器的電路構如圖1所示。圖中，S1和S4組成半橋，其公共連接處接到變壓器T1原邊繞組的一個端點；諧振電容Cr1和諧振電容Cr2組成半橋，其公共連接處接到變壓器T1原邊繞組的另一個端點；S2和S3組成半橋，其公共連接處接到變壓器T1原邊繞組的輔助抽頭處；Dj1-Dj4分別為開關管S1-S4的寄生體電容；LLC諧振網絡由T1的勵磁電感Lm（電感量為Lm），諧振電感Lr（電感量為Lr）和諧振電容Cr1、Cr2（電容量均為Cr/2）組成；變壓器的原、副邊繞組匝數比為n：1（原邊繞組匝數為兩個端點之間的匝數）；T1的輸出接到全橋整流電路（由二極管D1、D2、D3和D4組成）；Vin和Vo分別為輸入電壓和輸出電壓；iS1和iS2分別為流過開關管S1和S2的電流；ir為流過諧振電感Lr的電流；irec為副邊整流輸出電流。

圖1　雙模態LLC諧振變換器

變換器具有兩種工作模態：低輸入電壓區LIVR（Low Input Voltage Region）模態和高輸入電壓區HIVR（High Input Voltage Region）模態，下面給出兩種模態下的工作波形和換流過程分析。本文中，LIVR模態和HIVR模態下變換器的等效電路相同，該等效電路定義為基本模態，對應本文為半橋LLC諧振變換器。

1.1HIVR模態

HIVR模態內，開關管S2和S3保持關斷，該模態內變換器理論工作波形如圖2所示。

圖2　理論工作波形

階段1［t0-t1］副邊二極管D1和D3導通，LT與（Cr1+Cr2）形成LC諧振，ir呈正弦規律變化。ir對S1、S4的寄生體電容進行充放電，使得S1的漏源電壓υds1近似線性下降，S4的漏源電壓υds4近似線性上升。當υds1降到零時，Dj1導通，實現續流，為S1的軟開關創造條件。

階段2［t1-t2］S1開通，S4保持關斷，副邊二極管D1和D3保持導通。該階段仍屬于二元件諧振階段（將Cr1和Cr2當成一個元件看待），ir、υCr1和υCr2繼續諧振，其工作波形按照正弦規律變化。當ir的大小與勵磁電流相同時，該階段結束。

階段3［t2-t3］S1保持開通，S4保持關斷，副邊二極管D1和D3進入截止狀態。該階段，變換器進入三元件諧振，勵磁電感Lm參與諧振，由于勵磁電感的電感量比諧振電感大得多，因此可以近似認為電流保持不變，υCr2保持上升，且近似線性。當S1關斷信號到來時，該階段結束。

t3-t6階段內，變換器的工作原理與t0-t3階段內相似，諧振網絡先對S4的寄生體電容進行放電，為S4的軟開關創造條件，并分別經歷二元件諧振和三元件諧振。具體換流過程分析這里不再詳述。

1.2LIVR模態

LIVR模態下的工作波形與HIVR模態下相似，所不同之處在于圖2中S1和S4的驅動信號替換為S2和S3。即LIVR模態內，開關管S1和S4保持關斷，通過S2和S3的高頻開關動作實現能量傳輸。其工作階段也可以分為6個，相應換流過程參見HIVR模態。

2　諧振網絡設計方法

諧振網絡的設計主要包括變壓器匝數比n、輔助匝數比na（定義為輔助抽頭投入使用時有效的原邊繞組匝數除以副邊繞組匝數）、勵磁電感的電感量Lm、諧振電感的電感量Lr和諧振電容的電容量Cr。設計過程中需要兼顧兩種模態下的運行要求進行適當折中。設計開始前，先定義變換器最低輸入電壓為Vin_min，最高輸入電壓為Vin_max，設定的輸入電壓切換點為Vin_cri。

本設計中，將最高輸入電壓Vin_max和切換電壓點Vin_cri設計在諧振點（諧振頻率均為fr），因此變壓器匝數比n滿足：

式中Mrange為基本模態的設計輸入電壓范圍。

切換電壓與最高輸入電壓的關系式為：

勵磁電感的電感量Lm設計為［17］：

式中，ωr為諧振圓頻率，tdead為死區時間，Cj為開關管寄生電容的電容量。

諧振電感的電感量Lr設計為［18］：式中，Istart為兩倍以上啟動頻率下的啟動電流（幅值）。

諧振電容的電容量Cr設計為：

完成初步設計后，需要進行仿真（Pspice或PSIM）以獲得仿真增益曲線［19］。通過調整Lr（Cr也根據式（6）相應調整）的大小，使得開關頻率fsw在［fr/2，fr］范圍內，變換器最大增益滿足對應輸入電壓區的電壓增益要求。

3　實驗驗證

傳統的模態切換策略中，當輸入電壓高于切換電壓Vin_cri時，變換器工作在HIVR模態；當輸入電壓低于切換電壓時，變換器工作在LIVR模態。該策略存在的問題在于，若輸入電壓在電壓切換點附近存在波動，則有可能出現連續的模態切換，甚至導致變換器出現震蕩。

為了避免出現上述震蕩，這里提出了一種基于電壓滯環和模態保持的模態切換策略。首先，在電壓切換點附近設計一個寬度為ΔV的電壓滯環（如圖3（a）所示）。當變換器工作在LIVR時，若輸入電壓持續上升，且電壓值超過（Vin_cri+ΔV/2）時，變換器切換到HIVR模態；當變換器工作在HIVR模態時，若電壓持續下降，且電壓值低于（Vin_cri-ΔV/2）時，變換器切換到LIVR模態。其次，在模態切換后設計一個固定時間間隔的模態保持時間thold。圖3（b）中顯示了輸入電壓波動時的模態運行圖。輸入電壓從A點變化到B點的范圍內，變換器處于HIVR模態。到達B點后，當輸入電壓繼續減小，低于 C點的（Vin_cri-ΔV/2）時，變換器切換到LIVR模態。之后，變換器進入模態保持階段，該階段中，輸入電壓雖然已經上升到高于（Vin_cri+ΔV/2），但是模態不會發生切換，直到模態保持時間結束，即圖中的D點。由于D點的電壓已經高于（Vin_cri+ΔV/2），因此變換器切換到HIVR模態，并經歷相同的保持時間后再進行模態判斷。

本策略中，電壓滯環的寬度需要根據輸入電壓的波動程度來選擇。而保持時間的大小可以按照下式進行設計：

式中，Co為輸出電容的電容量，Po為輸出功率。ε為電壓波動系數，可以取為5%。

圖3　模態切換原理圖

4　實驗與分析

設計了一臺輸入電壓范圍為25 V～60 V的實驗樣機，樣機輸出電壓為380 V，滿載功率為300W。開關管S1～S4的電壓應力為60 V，選用IPP05CN10N （100 V，100 A）可以滿足要求，其寄生電容的電容量Cj為1 820 pF。整流二極管D1～D4的電壓應力為380 V，選用MUR260（600 V，2 A）可以滿足要求。

模態切換相關參數為：輸入電壓切換點Vin_cri= 40 V，電壓滯環寬度 ΔV=2 V，模態保持時間 thold= 20ms。樣機的諧振網絡參數為：諧振頻率fr設計為100 kHz，死區時間設計為200 ns，Lm為68μH，Lr為10.4μH，Cr為244 nF，仿真得到50 kHz～100 kHz下的滿載增益范圍為1.62，滿足1.5倍的最大增益要求。隔離變壓器選用PQ32/32骨架，選用低損耗的DMR55磁芯，變壓器原邊匝數設計為12匝，副邊匝數為152匝。諧振電感選用PQ20/20骨架，也選用DMR55磁芯，匝數為6匝。諧振電容選用低寄生電阻的薄膜電容，Cr1和Cr2均為100 nF與22 nF的并聯得到。

樣機的控制電路是基于TMS320F28335搭建的。其外圍電路主要是基于電阻分壓的輸入電壓采樣電路（用于模態切換）、基于HCNR201線性光耦的輸出電壓采樣電路（用于電壓閉環控制）和基于IR2110半橋驅動芯片的開關管驅動電路（用于功率放大）。主中斷中，包含采樣信號處理、PI計算、PWM周期寄存器更新、模態切換、PWM寄存器使能等模塊。

圖4（a）和圖4（b）為HIVR模態下且輸入電壓分別為60 V和40 V時的滿載工作波形，圖中υgs和υds分別為開關管S4的柵源電壓（柵極和源極兩端電壓）和漏源電壓（漏極和源極兩端電壓），ir為諧振網絡電流，υCr為諧振電容Cr2兩端電壓。從圖中可以看出，開關管工作在軟開關狀態。圖4（c）和4（d）為LIVR模態下輸入電壓分別為40 V和26.7 V時的滿載工作波形。圖中υgs和υds分別為開關管S3的柵源電壓和漏源電壓，其余變量與圖4（a）相同。

圖4　實驗波形

圖4（e）為輸入電壓從26.7 V突變到60 V時的實驗波形，輸出電壓存在11 V的躍升，調整時間為24ms。圖4（f）為輸入電壓從60 V突變到26.7 V時的實驗波形，輸出電壓存在10.8 V的跌落，調整時間為24ms。

圖5為樣機效率特性曲線。圖5（a）為樣機在不同負載下的效率特性，圖5（b）不同輸入電壓下的滿載效率特性對比圖。圖中實線為雙模態樣機的效率特性曲線，可以看出，樣機在全輸入電壓范圍內均能實現高效功率變換，最低效率出現在輸入電壓為25 V時，對應變換效率為95.1%；最高效率出現在輸入電壓為60V時，對應變換效率為96.7%。圖中虛線為對比樣機（單模態，諧振網絡參數與雙模態樣機相同）的效率特性，由于最大增益的限制，其輸入電壓工作范圍為37 V～60 V，最低效率為94.8%（對應輸入電壓為37 V），最高效率為96.7%（對應輸入電壓為60 V）。從圖中可以得到如下結論：（1）當輸入電壓落在高電壓區（40 V～60 V）時，雙模態樣機與單模態樣機效率特性基本相同。（2）由于最大增益的限制，單模態樣機的輸入電壓范圍為37 V～60 V，而雙模態變換器的工作范圍為25 V～60V。采用雙模態技術可以顯著提高變換器輸入電壓工作范圍。（3）在輸入電壓均為37 V時，雙模態變換器的效率比單模態變換器高出1.4個百分點。

圖5　樣機效率特性

5　總結

本文提出了一種新穎的雙模態LLC諧振變換器。通過在隔離變壓器原邊繞組中設計一個輔助抽頭，使得變壓器具有兩種工作變比，對應兩種工作模態。當輸入電壓落在低壓區時，變換器工作在LIVR模態；當輸入電壓落在高壓區時，變換器工作在HIVR模態。文中給出了變換器的工作原理分析、設計方法和模態切換策略，并設計了一臺300W的實驗樣機。實驗樣機以半橋LLC諧振變換器為基本模態，通過采用本文所提出的雙模態技術，將變換器輸入電壓范圍擴寬到基本模態的兩倍，而且基本不影響基本模態原有的工作特性。本文所做工作進一步豐富了LLC諧振變換器應用于寬范圍輸入場合時的可選方案。

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陳果（1982-），男，漢族，江西樟樹人，碩士，中山職業技術學院信息工程學院，研究方向為電力電子技術等，chenguo_zsp@sina.com。

Analysisand Design of a Novel LLC Resonant Converter with Dual Modality*

CHENGuo*
（College of Information Engineering，Zhongshan Polytechnic，Zhongshan Guangdong 328040，China）

In order to enlarge the inputvoltage range of LLC resonant converter，a novel LLC resonantconverter with dualmodality is proposed.An auxiliarywinding is designed in the primary side of the isolation transformer，so that the converter will have twomodality with two different operational turns ratio，namely low voltage region modality and high voltage range region.The converter can automatically switch to the suitablemodality according to the sampled input voltage by controlling the transistor.The detailed operational theory and current flow analysis is presented.In order to avoid the resonance around theinput voltage switching point because of continuous modality switch，amodalitys witch strategy based on voltage hysteresis and modality holding.Finally，a 300W prototype is build using TMS320F28335，and the inputvoltage range is 25 V～60 V.The experimental results verify the feasibility of the proposed LLC resonantconverter with dualmodality and itsmodality switch strategy.

Converter；LLC；Dualmodality；Wide inputvoltage range；Modality switch

TM 46

A

1005-9490（2016）04-0886-06

項目來源：中山市社會公益科技研究項目（2015B2331）

2015-11-07修改日期：2015-12-09

EEACC:1290B10.3969/j.issn.1005-9490.2016.04.026