基于動態偏置分配PD-PWM的變橋臂換流器子單元電容均壓策略

朱　晉　韋統振　霍群海　楊曉丹　韓立博

(中國科學院電工研究所　北京　100190)

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基于動態偏置分配PD-PWM的變橋臂換流器子單元電容均壓策略

朱晉韋統振霍群海楊曉丹韓立博

(中國科學院電工研究所北京100190)

變橋臂多電平變流拓撲(A2MC)是一類采用全橋子單元級聯結構和IGBT串聯型導向開關結構相結合的新型多電平變流器拓撲。針對其全橋子單元級聯結構電容電壓均衡的問題，提出了一種新型簡單有效的PD-PWM橋臂調制方法。與傳統的調制策略相比，該調制方法更容易實現，具備更好的動態特性，并且大幅降低計算時間，該調制策略在各類全橋子單元級聯結構中具備強可移植性。仿真和實驗結果驗證了這種新型調制策略的簡單性和有效性。

全橋子單元變橋臂多載波調制策略動態載波偏置分配

0　引言

柔性直流輸電技術(Voltoge Source Converter-High Voltage DC，VSC-HVDC)由于其特有的優勢，引起了眾多學者的廣泛關注[1-3]。基于MMC結構的變流拓撲在世界上多個工程中得到了實際應用，各類文獻也不斷地提出了各種新型拓撲與控制策略[5-18]。

阿爾斯通公司提出的變橋臂多電平變流拓撲(Alternate-Arm Multi-Level Converter，A2MC)結構由于其獨有的優勢受到廣泛關注[11，12]，由于采用了獨特的變橋臂變流方案，相對于半橋型模塊化多電平換流器(Half bridge sub-Modular Multilevel Converter，H-MMC)，其子單元數量最多可減少一半，在成本降低的同時，具備了直流側故障隔離能力。文獻[11，12]提出一種全橋變橋臂變流拓撲(Full-bridge Alternate-Arm Voltage Source Converter，FA2MC)，如圖1所示，該結構直流母線電壓等級和子單元級聯模塊數量降為A2MC結構的一半，半橋型MMC(H-MMC)結構的四分之一，同時延續了變橋臂結構損耗低并且具備了直流側故障隔離能力的優勢。

目前，已有較多文獻針對MMC結構控制策略進行了廣泛的研究，對變橋臂拓撲結構的調制策略設計具有一定的參考性。文獻[13]采用了載波移相控制策略，然而當這種策略應用于多子單元結構時，為了平衡子單元電容電壓，每個子單元需要獨立的PI模塊控制其參考波電壓偏置。當子模塊數較多時，將大大增加控制系統的復雜度[14]。并且由于無法使每相子單元數量保持為n，導致各相環流較大，需要增加緩沖電感[15]。文獻[16，17]采用了預測控制策略，能夠在保證子單元電壓均衡的同時有效抑制環流，但是由于預測控制計算量較大，不適用于子單元數量成百上千的直流輸電變電站。文獻[18-20]采用了階梯波調制方法，以及改進的電平逼近調制策略，控制策略較為簡單，但是大量子單元電容電壓排序問題大幅增大了控制器的負擔，成為了一個亟待解決的問題。

文獻[21]提出一種循環分配載波偏置的多載波(Phase-Disposition Pulse Width Modulation，PD-PWM)調制策略，能夠在對稱穩態條件下均衡各子單元電壓，但是不具備容錯機制和快速糾錯能力。文獻[22]提出一種基于選擇性循環多載波調制策略，充分利用FPGA并行計算的優點，大幅節省了CPU計算時間，從而減少了控制延遲誤差。然而文獻[22]提出的調制策略僅適用于半橋子單元的MMC結構。當這種單參考波的調制策略應用于基于H全橋子單元的變橋臂模塊化多電平結構時，每個全橋子單元僅能輸出+Vc和-Vc兩種電平，缺少了輸出0電平的自由度，使得整個級聯閥組輸出電平數少，控制自由度降低，輸出交流諧波含量大。

與文獻[22]中用于半橋型MMC的調制策略相比，本文在FA2MC結構基本閥控策略的基礎上，重點分析了單極性多載波全橋子單元級聯結構的子單元電容電壓波動規律與載波分配關系。既能充分利用了全橋子單元輸出三個自由度的優點，使輸出電壓電平數更多，又能在各電容參數不對稱的情況下也同樣具備子單元電容電壓均衡能力和較強的抗干擾能力。并以文獻[11，12]中所提出的全橋型變橋臂拓撲為對象，系統闡述了該調制策略的原理，仿真與實驗結果驗證了該調制策略的簡單高效。

1　FA2MC結構與工作原理

圖1a所示的系統單相變流拓撲主要分為三部分：級聯閥組部分、緩沖電感和波形導向部分。

圖1　FA2MC單相變流原理圖Fig.1　Single phase converter of FA2MC

當圖1中的拓撲結構輸出正弦交流電壓時，其波形導向部分S1～S4開關組合兩端需要輸出如圖2所示的Uds電壓波形，表達式為

(1)

式中，Uds為正弦半波波形，然后通過S1～S4的導向作用，使交流側輸出正弦波形，S1～S4開通關斷均處于零電壓環境，并且切換頻率為100 Hz，有效降低開關損耗。忽略緩沖電感上的壓降，則級聯閥組部分Ucs輸出電壓波形表達式為

(2)

其波形如圖2c所示。根據文獻[26]中的推導，橋臂上的級聯閥組每半個周期內的能量是否平衡與流過級聯閥組的電流無關，只需要Udc與Uac滿足

(3)

圖2　單相逆變拓撲輸出交流電壓時對應波形Fig.2　Waveforms of single phase inverter

2　選擇性排序多載波調制策略

2.1基于傳統多載波PD-PWM的調制策略

根據上述工作原理，為了充分利用全橋子單元的三種輸出電平優勢，本文采用類似單極性級聯型PWM調制方法中的雙參考波產生策略。

在橋臂接收到變流站站控核心控制器輸出的單相交流電壓指令后，根據第1節的工作原理，如果逆變輸出正弦交流電壓，橋臂級聯閥組就應該輸出如圖2c中所示電壓波形，因此，橋臂級聯閥組的兩組調制波utz1、utz2與站控核心控制單元輸出的交流電壓Uac指令關系如圖3所示。調制波1與調制波2的表達式為

(4)

(5)

式中，Umax為多載波中偏置最大的載波波動峰值；Umin為多載波中偏置最小的載波波動谷值，上述表達式將根據Udc與uac計算出的雙調制波波動范圍與多載波波動范圍相匹配。

雙調制波多載波調制方法的工作原理如下：

圖3　交流電壓參考指令與級聯閥組雙參考波Fig.3　Reference voltage of AC side and cascade valve group

以子單元1對應的載波1為例進行說明，其輸出電平與調制策略的關系見表1。

表1　子單元輸出電平Tab.1　Output level of SM

上述雙調制波策略能夠在采用PD-PWM多載波的同時，充分發揮H全橋子模塊三個電平輸出自由度的優勢，并且無需每個周期計算輸出零電平的子單元數。但是如何引入子單元電容電壓均衡策略是模塊化多電平變流拓撲采用PD-PWM時的一大難點。

如圖3b和表1所示，由于各子單元對應載波位置的固定及其偏置量的不同，導致各子單元在一個調制波周期內接入電路充放電的時間必然不等。因此造成了各子單元電容電壓的不均等，這也是傳統多載波PD-PWM調制策略通常僅適用于具備獨立直流電源的全橋結構的原因。

2.2基于循環載波偏置PD-PWM的調制策略

與傳統多載波PD-PWM相比，循環載波偏置PD-PWM在每個載波周期開始時對各子單元載波偏置進行變更。如圖4所示，子單元1對應載波(zb1)第一載波周期時偏置為0，第二載波周期時偏置為2，以此類推。當頻率足夠高時，這種調制策略能夠使一個周期內充放電功率在各子單元盡可能均分。但是，由于其分配策略和循環方式已經固定，該調制方法并不具備根據子單元電容電壓實時情況調整功率分配的能力，因此也無法對子單元電容電壓實現動態閉環均衡，同時也無法適用于當子單元電容參數存在差異的實際工況。

圖4　循環載波偏置PD-PWM載波分配示意圖Fig.4　Schematic diagram of PD-PWM carrier allocation for cyclic carrier offset

2.3動態載波偏置型PD-PWM調制策略

假設調制比為1，采用上一小節的雙調制波產生方法之后，產生了tz1和tz2兩路調制信號如圖5所示。在半個交流周期中，根據兩組調制波的大小將其按照時間刻度分為兩個部分：區域1和區域2。

圖5　半個周期內載波調制波坐標圖區域劃分Fig.5　Region division of the carrier modulated wave in half cycle

圖5的區域1中，utz1utz2。假設閥組級聯子單元數量為N，可將圖5所示的坐標圖按照縱坐標也分為N個區域。

本文中閥組級聯子單元數量為5，因此將縱坐標分為Ⅰ-Ⅳ五個區間。疊加了bias 1信號的三角載波在縱坐標Ⅰ區間波動，疊加了bias 2信號的三角載波在縱坐標Ⅱ區間波動，以此類推。

根據表1所述的調制方法，各子單元調制真值表與調制波tz1落在的區域關系見表2。

表2　各載波偏置對應子單元輸出開關信號Tab.2　Output switching signal of corresponding carrier offset of each SM output switching signal

例如區域1中，tz1落在I時，bias 1對應子單元輸出真值表為-1與0之間變化的PWM波(-P1)，bias 2～bias 4對應子單元輸出-1，bias 5對應子單元輸出真值表為0到-1之間變化的PWM波(-P5)。

根據表3所示，在區域1中，即utz1

在區域2中，即utz2

根據上述規律，結合電流方向，以子單元電容電壓充點或放電時間長短可將閥組劃分為以下兩種工況。

表3　工況分類Tab.3　Classification of working conditions

根據表3中的工況劃分，在每一個三角載波周期，可以采用以下步驟計算各子單元所應該疊加的偏置信號：

(1)通過FPGA并行計算，選擇當前時刻最大子單元電容電壓和最小子單元電容電壓。

(2)根據當前實時檢測的電流和上級控制器(直流輸電變流站站控系統)給出的調制信號，以及本文2.1節所述的雙調制波產生方法，判斷此時閥組處于表3中的哪種工況。

若處于工況Ⅰ，將最小電容電壓對應子單元的載波信號疊加bias 3偏置信號。將最大電容電壓對應子單元載波信號疊加bias 1或bias 5信號。其余子單元載波與其余偏置信號一一對應，或按照文獻[21]中的LSM策略循環分配偏置信號，組成圖3所示的層疊多載波。

若處于工況Ⅱ，將最大電容電壓對應子單元的載波信號疊加bias 3偏置信號。將最小電容電壓對應子單元載波信號疊加bias 1或bias 5信號。其余子單元載波與其余偏置信號一一對應，或按照文獻[21]中的LSM策略循環分配偏置信號，組成圖4所示的層疊多載波。整個閥組各子單元對應載波產生辦法與調制波產生策略框圖如圖6所示。

圖6　調制策略總原理框圖Fig.6　General principle block diagram of modulation strategy

3　仿真與實驗

本文在電磁暫態仿真軟件PSIM中搭建了FA2MC變流拓撲的單相逆變模型，根據式(3)確定調制比，根據文獻[12]中推導的子單元電容參數選擇依據，選擇電容值，仿真參數見表4所示。

表4　仿真參數表Tab.4　Simulation parameters

載波頻率的選擇對均壓效果有顯著影響，然而，載波頻率升高將直接導致IGBT開關頻率升高，導致裝置損耗增大。本文在相同的載波頻率下，對幾種類型的PD-PWM進行了仿真和實驗對比，各類載波偏置分配方法頻率均設置為2 kHz。

三個載波波動范圍分別為0～2，2～4，4～6，因此各載波對應的偏置量應該設為表5所示值。

表5　仿真中各載波偏置信號對應的偏置值Tab.5　The offset value of each carrier signal in simulation

為了測試本文所述方法的動態電壓均衡特性，本文在子單元1的兩端并聯了100 Ω的電阻，在仿真的前0.3 s首先采用了類似文獻[21]中所述的LSM循環分配偏置策略，0.3 s時切換至本文所述的調制策略，圖7為仿真結果。圖7a為各個子單元電容電壓波形，圖7b和圖7c為切換前后的逆變器輸出電流波形。

圖7　從LSM策略切換至本文所述調制策略前后各點電壓電流波形Fig.7　Voltage and current waveform before and after the switching from LSM to the proposed modulation strategy

由圖7a可以看出，循環多載波控制策略無法滿足這種各子單元電容參數差異較大時的均衡需求，各子單元電容電壓偏差較大，在0.3 s切換至本文所述的控制策略時，各子單元電容電壓在0.05 s內迅速趨于相當，并最終都在給定值1 000 V左右波動。圖7b和圖7c顯示輸出電壓電流波形在本文所述調制方法作用下受到子單元電壓波動影響較小，圖8為變流器輸出電壓波形的放大圖。

圖8　0.4 s之后輸出電壓電流放大波形Fig.8　Output voltage and current waveform after 0.4 s

圖9　0.3 s子單元1投入并聯電阻時，各子單元載波偏置分配值變化波形Fig.9　The distribution value of the carrier offset of each SM when the resistance of SM1 is connected in 0.3 s

圖10　0.3 s子單元1投入并聯電阻時，各子單元輸出PWM電壓波形Fig.10　The PWM output voltage of each SM when the resistance of SM1 is connected in 0.3 s

圖9為并聯電阻10 Ω時，各子單元載波偏置分配情況，圖10為對應的子單元電容輸出PWM電壓。與文獻中的規律循環偏置配置方法以及傳統的恒定偏置配置型PD、PWM不同，本文所述的方法在每個載波周期起始時刻根據上述小節中的區域劃分和電容電壓Min/Max原則靈活分配載波偏置。

圖11所示為并聯10 Ω電壓導致子單元1電容電壓跌落為三個子單元的最小值，此時子單元1載波偏置分配狀況，以及對應的調制波某時刻放大波形，由于此時負載情況接近純阻性負載，閥組電流持續為正，因此在utz1>utz2時，子單元1的載波偏置(bias 1)持續分配為2(表5中的bias 2)；utz2>utz1，子單元1的載波偏置(bias 1)持續分配為0(表5中的bias 1)。與本文理論分析所述相同，每個周期達到了最大限度地對子單元1進行充電和放電時間為0，整個算法執行簡單有效。

圖11　子單元1載波偏置分配放大情況Fig.11　The distribution of carrier bias of SM1

在仿真驗證之后，搭建了基于該拓撲結構三子單元單相小型樣機逆變實驗平臺。實驗結果如圖12所示，圖12中，vC1～vC3是三個子單元的電容電壓波形，iload是負載電流波形。在圖12中的t1時刻之前，實驗平臺閉鎖，子單元電容被預充電至40 V。在t1時刻解除實驗平臺的閉鎖狀態，使逆變實驗平臺開始運行，t1～t2時間段內采用傳統PD-PWM調制策略，如圖12a所示，由于傳統PD-PWM調制策略特性，子單元懸浮電容電壓越來越不平衡，圖12b為子單元電容不平衡時的子單元電容電壓和負載電流放大波形，由圖12b可以看出，當子單元電容不平衡時，負載電流波形同時會受到嚴重影響。圖12c為t1時刻之后采用本文所提出的改進型PD-PWM調制策略后的放大波形，隨著子單元電容電壓被迅速均衡，輸出電流波形也隨之改善。

圖12　傳統PD-PWM與本文PD-PWM實驗波形對比Fig.12　Comparison of experimental waveforms between traditional PD-PWM and PD-PWM proposed in this paper

在與傳統PD-PWM調制策略進行對比之后，在調制波頻率為2 kHz時，將這種調制策略與循環PD-PWM調制策略進行了比較實驗，實驗結果如圖13所示，在t1時刻解除實驗平臺閉鎖，t1～t2時刻采用循環載波偏置分配PD-PWM調制策略，在t2時刻以后采用本文所提出的改進型PD-PWM調制策略。對比圖12a與圖13中t1～t2時刻，采用循環載波偏置分配PD-PWM調制策略時子單元電容電壓的不平衡情況比采用傳統PD-PWM調制策略時明顯減小，但是依然存在不平衡情況，這是因為載波頻率為2 kHz時，各自單元電容采用循環載波分配策略時并不能完全做到功率的均衡分配，此外，電容的細微參數差異也會導致不均衡情況的出現。t2時刻啟動本文的調制策略，子單元電容電壓嚴格平衡。上述兩個實驗有效證明了本文所提改進型PD-PWM調制策略的可行性，以及與其他類型PD-PWM調制策略相比的優越性。

圖13　載波頻率為2 kHz時，循環偏置分配型PD-PWM與本文PD-PWM實驗波形對比Fig.13　When the carrier frequency is 2 kHz，comparison of experimental waveforms between the distribution cyclic bias PD-PWM and the PD-PWM proposed in this paper

4　結論

本文首先討論了當前各種多電平調制策略在全橋子單元變橋臂變流拓撲中應用面臨的問題，在PDPWM調制策略的基礎上，提出一種基于調制波區域劃分的多載波偏置選擇性分配方法。該調制策略在最大限度發揮全橋子單元多電平自由度，低諧波輸出電壓優勢的同時，能夠有效均衡各子單元電容電壓，且有效降低了閥組控制器的運算負擔，易于工程實現。仿真與實驗結果驗證了該調制策略的有效性與可行性。

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A Dynamic Bias Distribution PD-PWM Strategy for Alternate Arm Modular Multilevel Converter

Zhu JinWei TongzhenHuo QunhaiYang XiaodanHan Libo

(The Institute of Electrical EngineeringChinese Academy of SciencesBeijing100190China)

Alternate arm multilevel converter (A2MC) is a new voltage source converter topology which is suitable for high voltage direct current transmission(VSC-HVDC).This paper presents an improved phase disposition pulse width modulation suited for full-bridge cells in this topology.Compared to conventional carrier phase-shifted PWM，this modulation method is more easily to be realized and increase the robustness of system，the computation burden is also reduced.This method can be transfer to any other full bridge cells cascaded structure.Simulation and experimental results demonstrate the simplicity and effectiveness of this new type of modulation strategy.

Full-bridge sub-module，alternate-arm voltage source converter，novel PD-PWM strategy，dynamic bias distribution

2014-12-17改稿日期2015-08-25

TM46

朱晉男，1987年生，博士研究生，主要從事大功率電力電子裝置在電力系統中的應用研究。

E-mail：zhujin@mail.iee.ac.cn

韋統振男，1976年生，研究員，研究方向為定制電力技術、電能質量分析和治理、超級電容器儲能系統和應用、高壓大功率變流器以及直流固態斷路器。

E-mail：tzwei@mail.iee.ac.cn(通信作者)