移相全橋ZVS變換器的優(yōu)化及參數(shù)設計*

史永勝，劉言新，王喜鋒，周　鵬

（陜西科技大學電氣與信息工程學院，西安710021）

移相全橋ZVS變換器的優(yōu)化及參數(shù)設計*

史永勝*，劉言新，王喜鋒，周鵬

（陜西科技大學電氣與信息工程學院，西安710021）

針對移相全橋ZVS變換器實際電路參數(shù)選取困難問題，簡要介紹了其工作原理并以工程計算方法詳細設計了諧振電感、隔直電容、高頻變壓器、濾波電感電容等主電路關鍵元件參數(shù)。以此參數(shù)研制了一臺48 V/1 kW，50 kHz的樣機，經測試表明該變換器能在30%及以上負載范圍內實現(xiàn)零電壓開關，紋波小于2%，30%負載時效率達到74%，60%及以上負載時效率達到85%以上，證明了參數(shù)設計的合理性。

移相全橋變換器；零電壓開關；參數(shù)設計；工程計算

移相全橋ZVS變換器利用變壓器及輔助電感和開關管的寄生電容發(fā)生諧振，能使功率開關管工作在軟開關狀態(tài)，極大地減小了開關損耗，提高了轉換效率。

目前大部分文獻都側重于研究移相全橋ZVS變換器的電路拓撲結構來改善其不足，文獻［1］在傳統(tǒng)全橋拓撲上加入了由感性元件和電容組成的無源輔助網(wǎng)絡，在寬輸入電壓和整個負載范圍內實現(xiàn)原邊開關管的ZVS；文獻［2］以低成本，設計了簡單同時又能滿足系統(tǒng)性能的一種帶簡單的LC輔助諧振電路的變換器拓撲；文獻［3］通過在滯后臂并聯(lián)無源輔助支路提供軟開關輔助電流，從而使變換器可以在寬負載范圍實現(xiàn)滯后管的ZVS；文獻［4］采用飽和電感對電路進行改進，并設計出一套完整的電路參數(shù)計算方法，對電路各重要參數(shù)進行了分析設計與計算。以往沒有較為系統(tǒng)的針對電路各器件參數(shù)的計算方法，實際上移相全橋ZVS變換器的電路參數(shù)對系統(tǒng)影響很大，不容易設計。

本文在傳統(tǒng)的移相全橋ZVS變換器的基礎之上進行了優(yōu)化，并對電路的重要參數(shù)進行了詳細的設計，制作了一臺48 V/1 kW，50 kHz的樣機，從而驗證了參數(shù)設計的準確性與可行性。

1　移相全橋ZVS變換器

移相全橋ZVS變換器拓撲如圖1所示，利用開關管的寄生電容和高頻變壓器的漏電感或原邊串聯(lián)電感作為諧振元件，使開關管能進行零電壓開通和關斷，從而有效地降低了電路的開關損耗和開關噪聲，減少了器件開關過程中產生的電磁干擾，為變換器提高開關頻率、提高效率、減小尺寸及減輕質量提供了良好的條件。

項目來源：陜西省教育廳基金項目（11JK0837，12JK0494）

收稿日期：2015-06-02修改日期：2015-07-13

圖1　移相全橋ZVS變換器電路拓撲

本文所設計的變換器主電路結構如圖2所示，采用飽和電感做諧振電感來增大零電壓范圍及減小副邊占空比丟失，增加二極管鉗位電路來抑制副邊寄生震蕩，加入隔直電容來防止變壓器磁飽和。

圖2　變換器主電路結構

本文設計的技術指標如下：

輸入電壓：Vin=380 V～420 V；

輸出額定功率：PO=1 kW；

輸出直流電壓：VO=48 V；

輸出電壓紋波：小于2%；

效率：不低于85%；

工作頻率：fs=50 kHz。

2　電路重要參數(shù)設計

2.1諧振電感的設計

由于變壓器的漏感一般比較小，當變換器的負載比較小時，僅僅利用變壓器的漏感實現(xiàn)零電壓開關比較困難，特別是滯后橋臂的零電壓開關范圍更小。因此為了擴大滯后橋臂零開關范圍，需要在變壓器原邊串聯(lián)一個比較大的電感，稱之為諧振電感，要想實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關，需要滿足下式［5］：

式中：I為滯后臂MOS管關斷時變壓器原邊的電流；COSS為MOS管的漏源寄生電容。

諧振電感的設計應該考慮以下幾個方面：

（1）為了在任何輸入電壓下滯后橋臂都能實現(xiàn)零電壓開關，輸入電壓Vin應取最大值Vin（max）；

（2）設計時應保證在30%負載及以上時能實現(xiàn)零電壓開關。

在30%負載時，當滯后橋臂的MOS開關管關斷時，變壓器的原邊電流為：

式中：K為高頻變壓器的變比，其中K的取值詳見2.4.1。

本文選用的開關管IPW65R080CFD的漏源寄生電容為COSS=215 pF，Vin（max）為420 V，根據(jù)式（1）可得：Lr=42 μH。

2.2開關頻率的選擇

當確定了諧振電感的大小以后，可以計算副邊占空比丟失的最大值Dloss（max），副邊占空比丟失由下式進行計算［6］：

式中：fs為開關頻率。

根據(jù)式（3），當負載電流最大，同時輸入電壓最小時，副邊占空比損失最大，則最大占空比損失為：

計算高頻變壓器的變比K時，取變壓器的副邊占空比的最大值為0.8，也就是Dloss（max）≤1-0.8=0.2，則由式（4）計算可得：fs≤82 kHz。

實際中，為了減小開關電源的重量與體積，在設計電源時，總是希望開關電源的頻率越高越好，但是移相全橋ZVS變換器的副邊存在占空比丟失，當諧振電感和變壓器的變比確定后，占空比丟失隨著開關頻率的提高而增大。同時為了減少占空比損失的增加，并且使輸出電壓穩(wěn)定，就需要減小變壓器的變比，這樣會增大變壓器原邊的電流，這樣會造成更大的占空比丟失，因此不能無限制的增加開關頻率。高頻變壓器的磁芯一般選的是鐵氧體，磁芯損耗隨著開關頻率的提高而迅速增加，其損耗與開關頻率的1.7次方成正比［7］。因此，綜合考慮以上因素，開關頻率的取值選為50 kHz。

2.3隔直電容的選取

一般情況下，選取隔直電容Cb的時候要使隔直電容兩端電壓峰值為輸入電壓的5%～10%［8］，由于輸入電壓額定值為400 V，所以隔直電容兩端的電壓峰值應取為20 V～40 V的范圍內，在一個開關周期中，電容滿足電荷守恒，可得式（5）：

假定隔直電容兩端電壓峰值為30 V，原邊占空比為0.9，則為電容充電時間為：

高頻變壓器原邊電流為：

把以上參數(shù)代入式（5），則有：

留有一定裕量，選取2.2 μF/100 V電容。

2.4高頻變壓器設計

2.4.1確定變壓器變比

為了降低變壓器的損耗以及成本，減小MOS管的電流，減小整流二極管的反向耐壓，提高變壓器使用率，盡量把高頻變壓器的變比設計的大些。為了能夠在任何時候都能得到所設計的電壓，因此高頻變換器的變比應按照最小的輸入電壓進行設計，設副邊的最大占空比為Ds（max），由此可以計算出副邊最小電壓為：

式中：VO為輸出直流電壓值；VD為整流二極管的導通壓降；VLf為輸出濾波電感上的壓降。

本文輸出直流電壓值取為48 V，輸出整流二極管采用Infineon公司的超快恢復二極管IDW40E65D1，其導通壓降為1.35 V，輸出濾波電感上的壓降取為0.6 V，由于變壓器的副邊占空比存在丟失，因此其值最大值可取為0.8，那么，由式（9）可得：

最小輸入電壓為380 V，則變壓器的變比為：

為了繞制變壓器時方便和便于設計高頻變壓器，把變壓器的變比取為整數(shù)，因此變比取為6。

2.4.2變壓器磁芯選取

變壓器磁芯選取主要是利用AP算法，AP算法如式（12）所示：

式中：AP為變壓器窗口面積AW乘以磁芯截面積Aε的乘積（cm4）；PT為變壓器視在功率（W）；BW為工作磁通密度（T）；fs為工作頻率（Hz）。

依據(jù)計算出的AP值進行高頻變壓器的選擇。由于變壓器原邊為方波輸入，因此波形系數(shù)選為Kf=4。工作磁通密度應小于飽和磁通密度，并且留有一定的裕量，因此把工作磁通密度選為0.15 T。本文高頻變壓器采用EE磁芯，電流密度比例系數(shù)為366，X為-0.12。

對于移相全橋變換器來講，由于副邊整流電路采用的是全波整流，把變壓器的效率設為ηT，只有一個原邊繞組，同時副邊繞組帶有抽頭，那么便可以計算變壓器的視在功率為：

根據(jù)以上參數(shù)的選擇，依據(jù)式（12）可得：

留有一定的裕度，查磁芯參數(shù)列表，需求EE57磁芯，EE57磁芯的基本參數(shù)為：AP為9.713 2 cm4，磁芯截面積Aε為344 mm2，窗口面積AW為282.36 mm2。

2.4.3確定變壓器原副邊匝數(shù)

高頻變壓器的原邊匝數(shù)為NP匝，副邊匝數(shù)NS匝，當原邊繞組加電壓V1時，根據(jù)法拉第電磁感應定律，則有：

式中：fs為開關工作頻率（Hz）；BW為工作磁通密度（T）；Ae為磁芯有效面積（m2）；Kf為波形系數(shù)，其值為有效值和平均值之比，正弦波為4.44，方波為4。則由式（15）可得：

根據(jù)上面推導，由式（16）計算變壓器原邊匝數(shù)，要求在輸入電壓為最小值時也能滿足輸出電壓的要求，因此輸入電壓取為最小值：V1=Vin（min），則：

取整，則變壓器原邊匝數(shù)取為35匝。

那么，根據(jù)變壓器變比可得變壓器副邊繞組匝數(shù)為：

則變壓器副邊匝數(shù)取為6匝。

2.5輸出濾波電感的設計

移相全橋ZVS變換器中，直流輸入電壓通過全橋逆變電路后逆變?yōu)榻涣鞣讲妷海缓蠼涍^變壓器進行降壓后進行整流輸出。從輸出的濾波電感來看，全橋變換器可以等效為一個buck變換器，因此，可以參考buck變換器的設計方法對全橋變換器的輸出濾波電路進行設計。但是有一個地方需要改變，需將開關頻率f改為2f。

在設計移相全橋ZVS變換器時，輸出濾波電感的計算可以參考下面的公式［9］：

式中：VO為輸出電壓；fs為輸出濾波電感頻率，取為2倍開關頻率；I2com為輸出電流最大波動，根據(jù)經驗一般取為10%最大輸出電流；Vi為輸入電壓；VL為輸出濾波電感壓降，取為0.6 V；VD為輸出整流二極管壓降，取1.35 V。

代入?yún)?shù)，則有：

則，選取輸出濾波電感為：Lf=20 μH。

2.6輸出濾波電容的設計

副邊輸出濾波電容與變換器輸出紋波電壓峰峰值大小相關，一般情況下，副邊輸出濾波電容的大小可以由式（21）進行計算［10］：

式中：VO為輸出電壓；fs為輸出濾波電感頻率，取為2倍開關頻率；ΔVopp為輸出電壓波動，取為0.15 V；Vi為輸入電壓；VL為輸出濾波電感壓降，取為0.6 V；VD為輸出整流二極管壓降，取1.35 V；L為輸出濾波電容。

代入?yún)?shù)進行計算，則有：

留有一定的裕量，選取470 μF/100 V電容。

3　測試結果及分析

按以上技術指標及重要元件的設計參數(shù)，研制了樣機。圖3（a）、圖3（b）分別為滿載和30%負載時滯后橋臂MOS管柵極驅動信號和漏源極電壓波形，可以看出，MOS管關斷時，其漏源電壓緩慢上升，MOS管開通時，其漏源電壓已經降為零，從而實現(xiàn)了零電壓開關。圖3（c）為輸出電壓波形，平均值為48.02 V，紋波如圖3（d）所示，可以看出，紋波小于2%，滿足設計要求。

圖3　實驗波形

不同負載條件下，輸出電壓和轉換效率的測試數(shù)據(jù)如表1所示，可以看出，80%負載時效率為89%，為最大，在滿載的情況下效率為88%，30%負載時效率為74%。圖4為根據(jù)測試數(shù)據(jù)所繪制的效率曲線圖。

表1　測試數(shù)據(jù)

圖4　效率曲線圖

4　結論

通過上述方法設計的主電路中重要元件的參數(shù)，可以滿足系統(tǒng)要求。所研制樣機能夠在30%及以上范圍內實現(xiàn)零電壓開關，輸出電壓穩(wěn)定，紋波小于2%，30%負載時效率達到74%，60%及以上負載時效率達到85%以上，從而驗證了設計方法的可行性及有效性。

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史永勝（1964-），男，漢族，陜西西安人，陜西科技大學電信學院教授、博士，主要研究方向為特種電源與先進光電器件，shiys@sust.edu.cn；

劉言新（1991-），男，漢族，山東鄆城人，陜西科技大學電信學院在讀碩士研究生，主要研究方向為特種電源與先進光電器件，liuyanxinisangel@sina.com。

Optimization and Parameter Design of Phase-Shift Full Bridge ZVS Converter*

SHI Yongsheng*，LIU Yanxin，WANG Xifeng，ZHOU Peng
（College of Electrical and Information Engineering，Shaanxi University of Science&Technology，Xi'an 710021，China）

Accroding to the difficult problem that parameters selection of actual circuit for the phase shifted full bridge ZVS converter，the working principle of the converter and detailed design of the resonant inductor，condenser，high frequency transformer，filter inductance and capacitance of key components parameters in main circuit are briefly introduced.A 48 V/1 KW，50 kHz prototype is developed.The tests show that the converter reaches zero voltage switch at 30%load，the ripple is less than 2%，the efficiency up to 74%at 30%load，the efficiency up to 85% at 60%or more load，which proves the rationality of the design parameters.

Phase-Shift Full Bridge converter；zero voltage switch；parameter design；engineering calculation

TM46

A

1005-9490（2016）03-0650-05

EEACC：1290B10.3969/j.issn.1005-9490.2016.03.029