基于STM32的鋰電池組并行充電系統的設計

程紅麗　吳軍營　賈龍飛　劉道民

(西安科技大學通信與信息工程學院1，陜西 西安　710054;西安科技大學電氣與控制工程學院2，陜西 西安　710054)

基于STM32的鋰電池組并行充電系統的設計

程紅麗1吳軍營1賈龍飛2劉道民1

(西安科技大學通信與信息工程學院1，陜西 西安710054;西安科技大學電氣與控制工程學院2，陜西 西安710054)

摘要：由多個鋰電池串聯形成的電池組作為新型環保儲能設備，在機器人、無人機等設備中得到了廣泛的應用。為了縮短電池組充電時間、保證電池電壓均衡性、提高充電系統的效率和可靠性，設計了一種基于STM32控制的多路反激變換器并行輸出的并行充電電路，實現了串接電池組的每節電池單獨分階段恒流充電和保護。提出了一種基于不連續導電模式反激變換器的占空比控制法，并進行了相應的理論分析、計算機仿真、程序編寫及實驗驗證。仿真和實驗結果表明，所設計的并行充電系統有效縮短了鋰電池組的充電時間，同時實現了充電過程中的電壓均衡和過壓保護等功能。

關鍵詞：鋰電池組反激變換器嵌入式處理器智能控制恒流STM32PWM并行充電

0引言

目前，鋰電池因其電壓高、循環性能好和無記憶效應等特點，被廣泛用作移動便攜式裝備的核心儲能裝置[1-2]。在無人飛機等一些特殊設備中，在需要更多的儲能來保證更長時間的野外作業時，必須采用鋰電池組作為儲能裝置。在鋰電池組的充電和放電過程中，需要考慮電壓均衡性、充電快速性等問題[3-7]。目前，人們除了研究鋰電池的工作狀態參數外，還研究精確估算電荷狀態(state of charge,SOC)、電池健康狀態(state of health,SOH)、通信、電池故障等問題[8-11]。隨著綠色能源計劃的推進，我國對動力蓄電池的發展極為重視。電池組的均衡技術、管理系統軟硬件的優化、充電時間有效縮短等問題仍是亟待解決的技術難題和研究熱點[12-13]。

在目前的一些設計中，利用插件結構進行并聯充電和串聯放電的轉換，實現充電電壓均衡和恒流控制。串聯使用又可以獲得較高的供電電壓[14]。但這種方式存在一些不足，首先，插件結構在長期使用過程中會因磨損、生銹而產生較大的接觸電阻，影響電池的有效使用。其次，插件結構給電池的安裝和替換造成不便。為了避免這些問題，目前許多場合要求使用固定結構的串接鋰電池組，在充電和使用過程中不允許拆分。

針對這種結構的鋰電池組，如果要實現每節電池的并行可控充電，就需設計合理的硬件拓撲和控制方法。本文從如何縮短充電時間、保證電池安全、提高充電效率考慮，為這種固定串聯結構的電池設計了一種多節電池并行充電系統。由嵌入式處理器STM32為主控制器，六路獨立反激變換器為硬件拓撲，完成了相應的控制策略設計，實現對六節電池固定串聯的電池組并行、單獨分階段恒流充電[15]。

此外，可以在充電過程中進行智能控制，保證電壓的均衡性和充電安全性[16]。

1并行充電系統硬件設計

本設計采用六路反激變換器輸入端與輸出端級聯的硬件拓撲結構電路，在STM32的控制下為六組串聯鋰電池組并行充電。

1.1系統組成

系統組成如圖1所示。基于STM32的鋰電子組并行充電系統由輸入直流電源、六路級聯反激變換器、六節鋰電池組以及STM32系列微控制器組成。

圖1　系統組成示意圖

STM32微控制器通過對輸入端電壓以及每節鋰電池端電壓的分析，結合相應的硬件拓撲電路和合適的控制策略，給出六路PWM控制波形，分別控制六路級聯反激變換器每一路的開關斷開與閉合。

1.2充電系統主電路

1.2.1反激變換器的設計

根據電池組的級聯結構以及要求的充電方式，提出一種如圖2所示的六路級聯的反激變換器拓撲電路。利用該電路，可以實現對六節串聯鋰電池組的并行充電。

圖2　六路級聯的反激變換器拓撲電路

高頻變壓器作為反激變換器的核心,它的輸入電壓為18～48 V直流電源。為了在輸入電壓最低時，也能使得變壓器耦合到次級的電壓大于電池額定端電壓與二極管壓降之和，則有：

(1)

式中：Uomax為單節電池額定電壓;UD為二極管導通壓降;n為高頻變壓器初級匝數與次級匝數之比。當電池端電壓達到最大值，即Uomax=4.2 V、UD=0.3 V時，由式(1)可知，n≤4,取整匝比為4[17-19]。在本設計中，輸出電壓不是恒定量，而輸出電流是可設定的恒定值，電壓變比只要滿足極端情形即可。

由反激變換器工作在DCM模式下的工作原理，可推導出變壓器初級平均電流為：

(2)

式中：D為開關導通的占空比;UI為輸入電壓;T為開關周期;L為變壓器初級電感量。

當D=0.35、T=20 μs、Iavg=1 A、UI=18 V時，由式(2)求得臨界電感最大值為22.05 μH。為了進一步滿足其在DCM模式下工作的要求，實際應用中取20 μH,每一路變壓器輸出功率為12.6 W，且開關周期為20 μs。所以，選擇TDK公司的EFD25磁芯骨架。

圖2中的輸出濾波電容起到了吸收高頻尖峰的作用，改善了副邊電壓波形，從而進一步改善了開關波形，降低了開關損耗。通過實驗驗證比較可知，濾波電容取220 μF較為合適。

1.2.2采樣電路設計

由于STM32微控制器要根據輸入電壓和每節鋰電池的端電壓來輸出PWM方波，且采樣電壓值必須在單片機的采樣輸入范圍內。因此，需要設計合適的采樣電路。本系統的采樣電路如圖3所示。

圖3　采樣電路

通過采樣每一節電池的正極端對地電壓Ui，則可通過Ui-Ui-1來得到第i節鋰電池的端電壓，即每節電池端電壓可表示為：

ΔUi=Ui-Ui-1

(4)

(5)

(6)

同樣可以得到輸入電壓為：

(7)

1.3系統仿真

利用Saber進行仿真驗證時，沒有相應可充電鋰電池模型。為了方便仿真，僅從儲存電量的角度考慮，充電電池使用與鋰電池容量呈一定比例的六節1 F電容代替。變壓器原邊電感20 μH,匝比為4∶1，開關頻率為50 kHz，輸入電壓取40 V，占空比為0.128 5，并使充電電路工作在DCM模式下。充電過程如圖4所示。

圖4　充電過程仿真圖

仿真表明，充電時間和計算數據相吻合，充電時間為1.28 s，充電電壓達到6×4.2=25.2 V。與容量為5 Ah/25.2 V的鋰電池組相當的電容容量為1 428 F/25.2 V，則充電時間為1.28×1 428×6=10 967 s，也就是3 h。在本仿真中，充電起始電壓為0 V，在實際鋰電池充電中，充電起始電壓大于2.5 V。因此，實際充電時間小于3 h，可實現快速充電。仿真結果驗證了硬件結構的可行性和優越性。

2充電系統軟件設計

根據分階段恒流并行充電的要求，本系統采用STM32作為控制器，對輸入電壓和各節電池的瞬時端電壓進行采樣，輸出合適的PWM波控制各路主開關，以獲得期望的充電電流。

2.1控制策略的設計

根據不連續導電模式反激變換器的工作原理，變壓器原邊和副邊的瞬時電流和峰值電流可以用以下表達式表示[19]：

(8)

(9)

(10)

(11)

IP2=nIP1

(12)

式中:iL1(t)、iL2(t)分別為變壓器原邊和副邊瞬時電流；Ip1、Ip2分別為原邊和副邊峰值電流；D1為主開關導通占空比，D2為充電占空比；L1、L2分別為原邊和副邊電感值；UI為輸入電壓，U0為一節鋰電池的瞬時端電壓，UD為整流二極管的結壓差；T為主開關工作周期;n為變壓器原副邊匝數比。

恒流充電的電流值等于反激變換器副邊電流的平均值。假設需要輸出的恒定電流為I0，則有：

(13)

把式(9)～式(12)代入式 (13)，可得：

(14)

由高頻變壓器特性可知，原副邊電感和匝比的關系為：

L1=n2L2

(15)

由式(10)、式(12)和式(15)，可推導出D1和D2的關系式為：

(16)

把式(15)～式(16)代入式(14)并整理，可以得到在充電過程中任意時刻所需的控制主開關導通時間的占空比為：

(17)

在充電過程中，高頻變壓器初級電感值L1和開關周期T是常量，UD也可近似看作常量，充電電流Io是各個階段的可控目標值。因此，只要實時采樣輸入電壓UI和電池端電壓Uo，就可以根據式(17)來獲得所需占空比。

2.2軟件程序的設計

本設計選取STM32F103RCT6作為主控制芯片，該芯片集成了ADC、DMA、TIM、GPIO等豐富的外設功能。配置好系統時鐘和各個外設后，主函數的程序流程如圖5所示。

系統啟動后首先采樣單節電池電壓，判斷電池是否有故障。如果沒有故障，則充電繼續進行。當單節電池電壓達到4.2 V時，結束此節電池的充電；當電池組全部充滿時，切換為末尾小電流充電，直到充電結束。

圖5　程序流程圖

3實驗結果及分析

按照上文所提出的硬件拓撲結構及參數設計，制作了幾套六電池串聯組的并行充電系統，下載了按照所提出的控制策略設計的控制程序。測試時，輸入電壓范圍為18～48 V，輸出電流為3 A，為31.2 A的鋰電池組并行充電。測得系統開關工作波形如圖6所示。

圖6　系統開關工作波形圖

測試時的輸入電壓為40 V，工作頻率為50 kHz，高頻變壓器的原邊電感為20 μH。測得此時的輸出占空比為12.82%，而根據式(16)計算得到的占空比為12.85%，實測值和理論計算基本相符。由開關管漏極波形可以看出，充電系統工作在DCM模式下，符合控制策略的工作條件，進一步驗證了控制策略的正確性。

使用所設計的充電樣機為初始電壓為3.7 V的鋰電池組成的電池組充電,測得電池組初始電壓為22.6 V,充到25.2 V目標電壓停止充電。

充電過程測試示意圖，如圖7所示。

圖7　充電過程測試示意圖

圖7中，峰值點坐標記為A，依次后續點記為B、C、D、E。A點到B點有所下降的原因是隨著充電的結束，各節電池端的浮充電壓的下降要大于充電電壓引起的電壓升高；當充滿電的電池端的浮充電壓下降速度小于充電速度時，又出現從B到C點的電壓回升；到達C點時，所有的電池均已充滿，此時以小電流100mA繼續充電5min。從C點到D點可以看出，此時的充電速度已經小于浮充電壓的下降速度，因此表現為整體電壓有所下降；到達E點時，充電機已完成充電，所有的浮充電壓均已消失，并且達到25.206V，所以從C點到E點為浮充電壓逐漸消失的過程。本次試驗對鋰電池組從3.7 V充到4.2 V歷時2 h。

對于不同輸入電壓，相同充電電流及電池端電壓時的理論占空比和實驗實測占空比對比如表1所示。實驗中，充電電流為3 A，Uo+UD為4.2 V。表1的數據表明，實際充電過程與理論設計基本相符。

表1　占空比對比表

4結束語

本文提出了一種基于STM32控制的并行充電系統的硬件結構和控制策略，完成了硬件制作和測試。測試結果驗證了所設計的系統可以實現多節串聯固定結構的鋰電池組的并行充電，有效縮短了鋰電池組的充電時間，并在充電過程中實現了電壓均衡性和過壓保護。同時，該系統還可以根據需求實現更多的智能管理。

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Design of the Parallel Charging System Based on STM32 for Lithium Battery Pack

Abstract：As a new type of environmentally friendly energy storage device,the battery pack of lithium batteries in series has been widely used in robotics,unmanned aerial vehicles.To shorten the charging time of battery,and ensure the equilibrium of battery voltage,and improve the efficiency and reliability of the charging system,the parallel charging circuit based on multiple output flyback converter controlled by STM32 is designed to achieve constant current charging and protecting separately for each battery in series battery pack.The duty ratio control method based on flyback converter working in discontinuous conduction mode is proposed,and corresponding theoretical analysis,computerized simulation,programming and experimental verification are accomplished.The results of simulation and experiment show that the parallel charging system effectively shortens the charging time for the Lithium battery pack,and implements the functions of voltage equilibrium and overvoltage protection in charging process.

Keywords:Lithium battery packFlyback converterEmbedded processorIntelligent controlConstant currentSTM32PWMParallel charging

中圖分類號：TH86;TP368

文獻標志碼：A

DOI:10.16086/j.cnki.issn1000-0380.201605011

國家自然科學基金資助項目(編號：51277149)。

修改稿收到日期：2015-10-13。

第一作者程紅麗(1966- )女，1989年畢業于哈爾濱工業大學無線電工程系，獲學士學位，教授；主要從事微電子學及電路與系統方向的研究。