并聯式繞組開放式永磁同步發電機系統改進電流控制策略

魏佳丹　何　健　鄭青青　周　波

(南京航空航天大學自動化學院　南京　210016)

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并聯式繞組開放式永磁同步發電機系統改進電流控制策略

魏佳丹何健鄭青青周波

(南京航空航天大學自動化學院南京210016)

摘要為解決傳統永磁同步發電機系統存在的輸出電壓調節困難和適應轉速范圍窄的問題，針對一種新型的并聯式繞組開放式永磁發電機系統中固有的零序電流和諧波問題，在分析并聯式繞組開放式發電系統工作原理與零序電流產生機理的基礎上，提出一種改進型電流控制策略，該方法在傳統PI控制策略的基礎上，增加對發電系統中整流橋側的偏置電壓的補償量，抑制PI調節器輸出的波動，實現電流諧波的抑制。最后，通過仿真和實驗分析驗證了該文提出的改進型電流控制策略與傳統電流控制策略相比具有優良的控制性能。

關鍵詞：并聯式繞組開放式永磁同步發電機零序電流諧波問題電流控制策略

0引言

永磁同步發電機(Permanent Magnet Synchronous Generator，PMSG)因具有結構簡單及功率密度高等優點，在風力發電系統、車載電源系統等領域得到了廣泛應用[1-3]。然而常規的永磁同步發電機結合PWM整流器構成的發電系統中，傳統三相電壓型PWM整流器屬于升壓變換器，正常運行過程中發電機線電壓小于直流側電壓值，從而限制了永磁發電機的高速運行范圍。一種不改變電機本體結構，只將電機繞組的中性點打開構成的開放式繞組結構[4-6]得到了人們的廣泛關注，該拓撲通過將繞組的中性點打開，并在繞組兩端分別連接一套變換器，使得發電機繞組一側的電壓不再只受發電機相電壓影響，還與電機繞組兩側的變換器工作狀態有關，可以通過變換器的控制間接地調節發電機輸出電壓以拓寬永磁發電機的運行范圍。

常用的開放式繞組拓撲為雙逆變器拓撲[7-9]，但由于變換器數量的增加，使得系統的結構和控制算法變得復雜。文獻[10]提出一種基于蓄電池、整流橋、逆變器、繞組開放式永磁同步發電機的新型車載起動/發電系統，與雙逆變器系統相比，該系統不僅能實現永磁同步發電機系統的調壓控制，并且簡化了系統的結構和節約了成本，具有重要的研究價值。但該新型起動/發電系統的前級使用蓄電池，增加了系統成本，并且在運行過程中蓄電池長期處于充放電狀態，導致其存在使用壽命的問題。

為了避免上述問題，本文將開放式永磁同步發電機繞組兩側的整流橋和逆變器直流側并聯構成一種新型的并聯式繞組開放式永磁同步發電系統，不僅可進一步簡化發電系統結構，且降低了系統成本。然而，該新型并聯式拓撲中整流橋和逆變器的直流側并聯使得系統中產生零序電流流通路徑[11-13]，若采用不恰當的調制策略，將導致電機繞組中產生零序電流。零序電流不僅會增加系統的損耗和變換器的容量，還會通過電磁感應產生軸承電壓和軸承電流，從而降低電機軸承壽命[14，15]。

本文首先分析了該新型并聯式繞組開放式發電系統的工作原理，針對并聯式拓撲中整流橋和逆變器的直流側并聯的特殊結構以及傳統的SVPWM策略導致系統中產生零序電流，使得相電流發生嚴重畸變的問題，采用SPWM策略直接對三相坐標系中的電壓進行調制，消除三相電壓中存在的零序電壓分量，從而實現對零序電流的調節，以降低相電流畸變。但本系統中由于繞組右側整流橋的存在，導致SPWM調制波在正負半軸產生電壓偏移，呈現非正弦狀，影響到SPWM策略中相電流的控制效果。因此本文在分析并聯式拓撲中SPWM策略使得調制波發生變形原因的基礎上，提出一種改進型SPWM策略，解決系統中整流橋的存在使得SPWM調制產生電壓偏置的問題，并進一步抑制相電流諧波。最后通過仿真和實驗分析，驗證了本文提出的改進型SPWM策略對電流諧波具有優良的抑制效果。

1系統結構與工作原理

1.1系統拓撲結構

圖1為并聯式繞組開放式永磁同步發電機控制系統結構框圖，該系統由逆變器、繞組開放式永磁同步發電機、整流橋、控制器、濾波器以及負載構成，逆變器和整流橋的兩個直流側并聯。

圖1　并聯式繞組開放式永磁發電機系統結構框圖Fig.1　Structure diagram of parallel-connected open-winding PMSG system

將永磁同步發電機繞組的中性點打開，在發電機繞組一側配置逆變器，另一側配置整流橋，并將整流橋和逆變器之間通過直流母線相連構成并聯式繞組開放式永磁同步發電機拓撲。控制器通過采集發電機的轉子位置、三相電流和負載電壓信號給出驅動信號，并通過逆變器的調制實現系統輸出電壓的控制。

1.2工作原理

由于相繞組的中性點打開，三相繞組之間相互解耦，可以實現每相繞組的獨立控制。以A相繞組為例，等效電路如圖2所示，電機繞組左側的兩個IGBT分別記為VT1和VT4，其體二極管記為VD11和VD41，繞組右側的兩個二極管記為VD1和VD4，并規定圖2中所示的ea和ia方向為正方向。

圖2　A相繞組等效電路Fig.2　Equivalent circuit diagram of phase A

當發電機反電動勢為正時，相電流方向與圖2中所示的正方向相反為負，等效電路的工作狀態如圖3所示，圖3a為VT4導通、VT1關斷時電路的工作狀態，此時相繞組中的電流通過電機繞組、VT4和VD4形成回路，負載由濾波電容供電，若忽略IGBT和二極管的導通壓降，回路中的電壓方程為

(1)

式中，Ra為A相繞組的內阻；La為A相等效電感；ea為發電機反電動勢；ia為A相電流。忽略A相繞組的內阻Ra，式(1)可簡化為

(2)

當ea>0時，A相電流ia幅值增加，電流給繞組電感充電儲能。當VT4關斷時，此時無論VT1關斷或是導通，相電流仍沿原來方向進行續流，如圖3b所示，此時電流經電機繞組、VD11、負載和VD4形成續流回路，回路中的電壓方程為

(3)

式中，ea和ia分別為續流狀態下發電機的反電動勢和相電流；VL為負載輸出電壓。同樣忽略A相繞組的內阻Ra，式(3)可簡化為

(4)

式中，若ea>VL，則ia幅值增加，此時即使將VT4導通，根據式(2)可知，ia幅值仍然增加，可見若ea>VL，將導致相電流出現失控問題，因此，系統正常發電時要求ea必須小于VL。由于ea

圖3　反電動勢為正時等效電路工作狀態Fig.3　Equivalent operation status with the positive back electromotive force

綜上所述，當相繞組的反電動勢為正時，通過控制VT4的導通或關斷就能實現對A相電流和負載電壓的控制。當VT4導通時，相電流負向增加，負載電壓下降；當VT4關斷時，相電流負向減小，負載電壓增加，如圖3所示。同理，當反電動勢方向為負時，當VT1導通時，相電流正向增加，負載電壓減小；當VT1關斷時，相電流正向減小，負載電壓增加，即控制VT1和VT4的開關狀態即可實現對輸出電壓的控制。

由于B、C相等效電路與A相相同，同理可得到B、C相的電流和電壓的控制方法，從而可通過對電機三相電流的控制實現系統輸出功率調節和負載穩壓控制。然而，本文采用的并聯式拓撲中由于整流橋和逆變器直流側并聯，使得系統中存在零序電流的流通路徑，為此，在控制相電流和負載電壓時必須考慮到零序電流抑制問題，下面將首先對本文采用的并聯式拓撲中零序電流產生機理進行分析。

1.3零序電流的組成

本文采用的并聯式拓撲中，三相電流之和等于兩條直流母線電流之和，若采用不恰當的調制策略，電路中會有零序電流流過。將電機三相繞組電流通過傅里葉分解為各次諧波電流之和[16]，則零序電流為各次諧波對應的零序電流之和，各次諧波對應的零序電流分別為

(5)

式中，i01、i02和i03分別為基波、2次和3次諧波對應的零序電流；im1、im2和im3分別為基波、2次和3次諧波對應的電流幅值；ω為發電機的角頻率。由于非3n次諧波對應的三相電流幅值相等，相位相差120o，所以三相電流之和都為零，零序電流也為零；而3n次諧波對應的三相電流的幅值相等，相位相同，三相電流之和不為零，零序電流也不為零，由此可得到各次諧波對應的零序電流的通用表達式為

(6)

式中，n為正整數；im(3n)為第3n次諧波的幅值；i0(3n)、i0(3n-1)和i0(3n-2)分別為3n、3n-1和3n-2次諧波對應的零序電流。由式(6)可見，只有3n次諧波對應的零序電流不為零，但由于永磁同步發電機結構的對稱性和對三相信號控制的對稱性，發電機繞組中不存在偶數次諧波，所以只有3(2n-1)次諧波會形成零序電流，并且零序電流與對應的相電流諧波的幅值、相位和頻率相同。因此，對應相電流零序電流越大，諧波含量就越高，相電流畸變就越大，并且零序電流不產生有功功率，只能通過熱能消耗，會引起電機發熱。

目前關于雙變換器繞組開放式系統中零序電流的抑制方法主要有硬件電路抑制法[17]、矢量重新分配法[18]、零序補償器法[19]。但這些方法的控制算法都比較復雜，甚至部分需增加額外的硬件電路，并且這些方法多針對雙逆變器或雙半控橋的繞組開放式系統，均不適用于本文提出的整流器和逆變器構成的開放式拓撲，因此需針對本文提出的新型繞組開放式拓撲中，開放式繞組右側采用整流橋這一特殊結構，研究其合適的零序電流抑制策略。

目前三相橋式變換器中應用最為廣泛的兩種調制策略是SVPWM和SPWM，典型的SVPWM是對注入零序分量的三相調制波進行規則采樣的一種變形SPWM[20，21]，SVPWM通過在調制波中注入零序分量提高直流側電壓利用率，被廣泛應用于三相星形繞組聯結的電機拓撲中，這些拓撲中由于中性點的存在，三相電流之和始終等于零，不存在零序電流問題，所以在矢量合成時，只對α和β軸電壓進行調制，無需對零序電壓進行調制，從而不能對零序電流進行抑制。并聯式繞組開放式永磁發電機系統中逆變器和整流橋直流側并聯的結構，導致電路中存在零序電流流通路徑，若仍采用SVPWM策略，系統中會產生零序電流，導致相電流畸變，從而降低系統的運行效率。而SPWM策略通過對三相坐標系中三相電壓的調制實現對三相電流的控制，從而能間接地控制零序電流，因此，更適用于本文的并聯式發電系統中。

2系統控制策略

圖4　SPWM策略的控制框圖Fig.4　Schematic diagram of SPWM method

由于并聯式發電系統中發電機繞組的另一側連接三相整流橋，整流橋側的電壓會對逆變器的輸出電壓產生影響，根據圖2所示的A相繞組等效電路分析其SPWM調制策略。對應直流側的中點O為參考點，若忽略開關管和二極管的導通壓降，可得到逆變器A相的端電壓表達式為

(7)

式中，UAO為逆變器A相的端電壓，對應于等效電路中點A點和參考點O之間的電壓，可看出此時開關管的端電壓不僅與發電機的相電壓有關，還受發電機相電流流向和負載電壓的影響。

繞組開放式發電機的相電壓方程為

(8)

當忽略發電機繞組內阻時，發電機的相電壓僅與反電動勢ea和相電流ia的變化率有關。假設ea和ia均為正弦波，則UA也是正弦波。那么將式(8)帶入式(7)中可得

(9)

從式(8)可知，本文提出的并聯式繞組開放式系統的端電壓是在發電機相電壓UA的基礎上，根據電流方向偏移VL/2或-VL/2得到。根據對式(8)的分析已知UA呈正弦，并且發電運行時相電壓UA和相電流ia的方向相反。根據式(9)，當ia為正時，UA為負，此時將UA往坐標軸負方向偏移VL/2得到UAO；同理當ia為負時，UA為正，UAO由UA向坐標軸正方向偏移VL/2得到，對應三相逆變器采用SPWM調制策略，其輸出端電壓波形與調制波相對應，由上述逆變器輸出的端電壓UAO可推導出對應逆變器A相的調制波波形，如圖5所示。

圖5　調制波與相電流和電壓的關系Fig.5　Waveforms of relations among modulation wave，phase current and voltage

由圖4，可根據調制波波形經過反Park/Clark變換后反向推導出電流環的目標輸出值，因此為獲得如圖5所示的SPWM調制所需的理想狀態下的非正弦狀調制波波形，對應要求電流環PI調節器輸出波形如圖6所示，非正弦調制波使得各電流環輸出均為波動量，采用常規的PI調節器通常難以實現該波動量的輸出，并且經過坐標變換后獲得SPWM調制波將明顯區別于圖5，導致系統的控制性能變差。

圖6　d/q/0軸電流調節器輸出波形Fig.6　Output waveforms of d/q/0-axis PI regulator

因此本系統中需要針對SPWM調制過程中調制波的特殊性，在分析調制波畸變原因的基礎上，對現有的電流控制策略加以改進，以改善系統的控制性能。

3電改進流控制策略

本系統中SPWM調制波發生變形的原因在于發電機繞組一側整流橋的存在，該整流橋存在使得SPWM調制波出現了±VL/2的偏置，導致出現如圖5所示的調制波形，若能對整流橋的電壓偏置進行補償，消除整流橋的影響，即采用簡單的PI調節器實現對電流環的穩定控制。由此，本文提出一種改進型電流控制策略，在電流環輸出側補償由于整流橋導致的±VL/2的偏置，即圖6所示的系統理想輸出狀態下各調節器的波動量由補償環節提供，無需PI調節器實現，可有效穩定電流環調節器的輸出，改善電流環的控制性能。

圖7為采用前饋補償后得到的改進型SPWM策略的控制框圖。整流橋交流側的端電壓通過相電流的方向進行確定，表達式為

(10)

經過坐標變換得到d/q/0軸電壓的補償值為

(11)

式中，Urd、Urq和Ur0分別為d、q和零序電流調節器輸出的補償值。綜合式(10)和式(11)可得整流橋側電壓的補償量

(12)

圖7　采用改進型SPWM調制策略的系統控制框圖Fig.7　Schematic diagram of the system control algorithm with the improved SPWM method

4仿真分析

4.1仿真參數

本文針對一臺額定電壓為168 V的永磁同步發電機構建其繞組開放式發電系統仿真模型，系統參數如表1所示。

表1　系統仿真參數

4.2傳統電流控制策略仿真結果分析

圖8為采用傳統電流控制策略時負載電壓、相電流、零序電流、d/q軸電流、調制波和相電流頻譜分析的仿真波形。系統外環輸出電壓能有效穩定在給定的168 V，存在零序電流幅值為0.4 A，如圖8a和圖8b所示，相電流存在較為明顯的畸變，幅值降為4.2 A，THD為10.99%，如圖8c和圖8f所示。圖8e為A相調制波，根據第2節的分析可知，調制波是在與相電流方向相反的發電機繞組相電壓基礎上，當相電流為正時，沿坐標軸正方向偏移VL/2，當相電流為負時，沿坐標軸負方向偏移VL/2得到，從圖8e可看出仿真結果與1.2節和1.3節的理論分析相吻合。但由于PI調節器無法快速響應系統所需的調制波形，并處于波動狀態，經過坐標變換后的A相調制波形出現不對稱現象，導致A相電流在換向過程中出現畸變。對應圖8d所示的交、直流電流和圖8b所示的零序電流也存在明顯的波動，即系統電流內環的3個PI調節器均處于難以穩定的狀態。

圖8　傳統SPWM策略的仿真波形Fig.8　Simulation waveforms under the conventional SPWM method

4.3改進型電流控制策略仿真結果分析

圖9為采用改進型電流控制策略后負載電壓、相電流、零序電流、d/q軸電流、調制波和相電流頻譜分析的仿真波形。系統直流側電壓仍可以穩定控制，改進電流控制策略后，零序電流得到了明顯抑制，如圖9b所示，幅值降低為0.19 A，對應圖9c所示相電流畸變也明顯消除，其幅值降低為3.9 A，d/q軸電流波動隨之減小，如圖9d所示。由圖9f可知采用改進型電流控制策略后電流輸出的THD降低至4.08%。通過增加整流橋側直流電壓的動態補償，使得系統控制中內環PI調節器能夠穩定輸出，交、直流電流趨于穩定，對應SPWM控制的A相調制波如圖9e所示，其波形呈規則對稱狀。

圖9　改進型SPWM策略的仿真波形Fig.9　Simulation waveforms under the improved SPWM method

4.4仿真結果比較

表2為電流控制策略改進前后仿真結果的比較。電流控制策略改進前系統零序電流幅值為0.4 A，改進后零序電流幅值最小為0.19 A。根據1.3節的分析可知，隨著零序電流下降，相電流的THD隨之下降，電流控制策略改進前相電流THD為10.99%，改進后最低為4.08%；3次諧波是構成零序電流的主要諧波成分，從表2中也可看出，傳統電流控制策略下，系統中的主要諧波成分為3次和5次諧波，而采用改進型電流控制策略后，3次諧波已不再是主要諧波成分。隨著相電流THD的降低，相電流的幅值也隨之降低，電流控制策略改進前相電流幅值為4.0 A，改進后降低為3.8 A，仿真驗證了理論分析的正確性。

表2　仿真結果比較

5實驗分析

5.1電流控制策略改進前的實驗驗證

圖10為電流控制策略改進前的負載電壓、相電流、零序電流、調制波、d/q軸電流的實驗波形以及相電流實驗波形的頻譜分析。在系統輸出電壓穩定控制的條件下，電機繞組中存在明顯的零序電流，幅值為1.2 A，相電流在過零點存在明顯的畸變，幅值約為4.3 A，并且調制波形類似仿真結果，呈現不對稱狀態，如圖10a和圖10b所示。雖然系統輸出電壓穩定，但內環PI調節器輸出存在波動，導致如圖10c顯示相電流的THD為14%，即d/q/0軸電流存在明顯的波動，與仿真結果基本相同。實驗波形中相電流THD的增加在于數字控制周期的延時和開關器件的死區原因。

圖10　SPWM改進前的實驗波形Fig.10　Experimental waveforms under the unimproved SPWM method

5.2電流控制策略改進后的實驗驗證

圖11為電流控制策略改進后的負載電壓、相電流、零序電流、調制波、d/q軸電流的實驗波形以及相電流實驗波形的頻譜分析。與傳統控制策略相比較，采用改進型電流控制策略后，A相調制波呈現明顯的對稱狀，與仿真結果對應，解決了內環PI調節器控制不穩定的問題，使得發電機繞組中的零序電流降低為0.5 A，大大削減了零序電流的分量，如圖11a和圖11b所示。隨著零序電流的下降，相電流畸變明顯減小，幅值降為3.8 A，d/q/0軸電流波動也得到了很好的抑制，使得相電流THD降為8.18%，如圖11c所示，3次、5次諧波得到了明顯的抑制。

圖11　SPWM改進后的實驗波形Fig.11　Experimental waveforms under the improved SPWM method

5.3兩種電流控制策略的比較分析

表3為電流控制策略改進前后的實驗結果對比。實驗結果對比表明：改進電流控制策略后能夠對零序電流進行有效抑制，傳統電流控制策略下零序電流幅值達到1.2 A，改進后零序電流幅值降低為0.5 A，并且電流控制策略改進前系統的主要諧波成分均為3次諧波，而改進電流控制策略后系統主要諧波成分不再含有3次諧波，但實際系統中在對整流橋側進行前饋補償時，需要對各相電流的極性進行判別，由于相電流的開關紋波的存在及電流檢測準確度的問題，易在相電流過零點附近產生極性判定值的反復跳變，為此在電流極性判定軟件中增加了0.05 A的電流判定環寬，由此導致相電流在過零點產生了畸變，相比于仿真結果，實際電流中的THD較為明顯。相比于表2的仿真結果，實驗結果偏差原因除了實驗系統中存在的調理電路參數偏差、DSP2812的AD采樣誤差、數字控制的延時及開關器件的死區等問題外，整流橋中二極管的壓降、反向恢復時間在一個電流周期中將會產生6n±1次諧波，因此實驗系統中5次諧波成為主要成分。

表3　實驗結果比較

從相電流波形上看，電流控制策略改進前相電流的THD為16%，改進后下降為8.18%，并且隨著相電流THD的下降，相電流幅值也隨著降低，電流控制策略改進前相電流幅值為4.2 A，改進后降為3.8 A。從上述實驗結果對比可看出，并聯式繞組開放式永磁發電機系統采用改進型電流控制策略能夠取得良好的控制效果。

6結論

本文針對開放式繞組結構的永磁發電機，將兩端的逆變器和整流橋的直流側并聯構成一種新型的并聯式繞組開放式發電系統，在詳細分析其拓撲結構和工作原理的基礎上，對其系統控制策略進行詳細對比分析，并通過仿真和實驗研究，對并聯式發電系統控制策略進行了驗證，得到以下結論：

1)與雙逆變器拓撲和其他多電平拓撲相比，本文提出的并聯式發電系統結構簡單、開關器件少、控制簡單、成本低。

2)傳統的電流控制策略會使得系統中流過較大的零序電流，并且會導致相電流出現畸變，導致電流幅值增加，使得變換器容量增加。

3)在傳統電流控制策略基礎上，無需增加額外的硬件電路，通過軟件實現整流橋側電壓偏置影響的前饋補償，改進電流閉環控制策略，能有效抑制發電機中的零序電流，減小相電流畸變，使得系統性能得到了明顯改善。

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作者簡介

魏佳丹男，1981年生，博士，副教授，研究方向為電機系統及其控制。

E-mail：weijiadan@nuaa.edu.cn(通信作者)

何健男，1991年生，碩士研究生，研究方向為電機系統及其控制。

E-mail：joyous17@163.com

Improved Current Control Method for Parallel Connected Open-Winding Permanent Magnet Synchronous Generator System

Wei JiadanHe JianZheng QingqingZhou Bo

(College of AutomationNanjing University of Aeronautics and AstronauticsNanjing210016China)

AbstractIn order to overcome the difficulties of narrow speed range and poor load voltage regulation，a novel parallel-connected open-winding topology of permanent magnet synchronous generator system is proposed.Due to the inherent zero-sequence current and harmonics problems for the novel topology，the operation principle of the new system and the mechanism of generating the zero-sequence current are analyzed in detail.Then，an improved current control method is proposed by compensating the offset voltage of the rectifier connected to the open-end windings to suppress the output ripple of the proportional-integral (PI) regulator.In this way，the current harmonics of the proposed generation system can be reduced.Finally，the simulation and experiment results verify that the proposed current control method has better performance comparing to traditional approaches.

Keywords：Parallel-connected open-winding permanent magnet synchronous generator，zero-sequence current，harmonics problems，current control method

中圖分類號：TM341

國家自然科學基金資助項目(51207070)。

收稿日期2015-03-10改稿日期2015-06-18