高刷新率LED驅動芯片中PWM控制電路的設計

陳培騰，王衛東，黎官華

（桂林電子科技大學信息與通信學院，廣西桂林541004）

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高刷新率LED驅動芯片中PWM控制電路的設計

陳培騰，王衛東*，黎官華

（桂林電子科技大學信息與通信學院，廣西桂林541004）

摘要：針對傳統LED顯示屏刷新率的不足，設計了一種提高LED驅動芯片刷新率的PWM控制電路。將一個刷新周期平均打散分為128段，每段含有256個灰度時鐘，占空比由16位灰度數據決定。同時采用基于雙邊沿觸發的灰度計數器，提高了LED顯示屏的刷新率，避免畫面閃爍。

關鍵詞：LED驅動芯片；控制電路；PWM；刷新率

近年來，LED顯示屏因具有節能環保、壽命長、色彩豐富等優點迅速發展成為顯示媒體領域的主流［1］。隨著科學技術的發展，LED顯示屏正朝著高刷新率高灰階等級方向發展。刷新率越高，人眼越不能感覺到畫面的閃爍；灰階等級越高，顯示畫面色彩越豐富［2］。

傳統的觸發器僅對時鐘信號的某一邊沿有效，另一邊沿的時鐘跳變純屬成為冗余跳變，表現為單邊沿觸發器。雙邊沿觸發器對時鐘信號的兩個邊沿跳變都有效，在保持原有時鐘頻率不變的情況下，則刷新率提高一倍［3］，即在1個完整的顯示周期內，數據相當于刷新了2次，提高了刷新率，這是雙邊沿觸發器的優勢所在。因此本文設計一種基于雙邊沿觸發的PWM控制電路。

1　PWM控制原理

在傳統的PWM中，當計數值小于或等于灰度數據值時，LED導通；當計數值大于灰度數據值時，LED關閉。在一個顯示周期內，LED只導通1次，這對灰度時鐘GCLK的要求很高，當灰度時鐘GCLK達不到要求時，LED顯示屏就會因為刷新率不夠而出現閃爍［4］。

在本文設計的PWM控制電路中，將1個刷新周期平均分為128個顯示段，每個顯示段具有256個GCLK周期，采用基于雙邊沿觸發的計數器，數據相當于刷新了2次，即32 768個GCLK周期刷新1次，則總的顯示周期剛好包含65 536（128×256×2）個GCLK周期，占空比由16位灰度數據決定。灰度數據的高9位（MSB）和計數值的低9位相比較，產生一定占空比的PWM，控制LED的導通時間來改變亮度。灰度數據的低7位（LSB）和計數值的高7位共同決定顯示段的選擇。選擇顯示段的順序如表1所示。選中的段數為灰度數據的LSB所對應的十進制值，每段高電平包含GCLK周期的個數等于MSB對應的十進制值加1后的一半，未選中的段高電平時間包含的GCLK周期個數等于MSB對應的十進制值。例如灰度數據為0081h時，則MSB為000000001b，那么選中段的高電平時間為1個GCLK周期，LSB為0000001b，那么表示1th段被選中，1th段包含1個GCLK周期的高電平，其余未選中的段包含0.5個GCLK周期的高電平。灰度數據為0082h時，MSB不變，LSB加1，表示選中的段數增加1段，則1th、65th段被選中，1th、65th段包含1個GCLK周期的高電平，其余未選中的段包含0.5個GCLK周期的高電平。灰度數據為FFFFh時，MSB為111111111b，那么選中段的高電平時間為256個GCLK周期，LSB 為1111111b表示1th~127th段被選中，剩余的128th段包含255.5個GCLK周期的高電平。PWM電路的輸出與灰度數據的關系如表1所示。

表1　PWM電路的輸出與灰度數據的關系

2　基于雙邊沿觸發的計數器

2.1雙邊沿觸發器

雙邊沿觸發器的原理圖如圖1所示，由3個二選一數據選擇器和1個與門構成。其中CLK是時鐘信號、RST是復位信號，高電平有效。當CLK由0變為1時，雙邊沿觸發器的主I MUX處于保持狀態，主II MUX處于計數狀態，此時從MUX選擇主I MUX為輸出；當CLK由1變為0時，，主I MUX處于計數狀態，主II MUX處于保持狀態，此時從MUX選擇主II MUX為輸出。在CLK的作用下，兩個主MUX交替處于計數和保持狀態，同時，從MUX交替輸出，從而實現雙邊沿觸發器的功能［5］。

圖1　雙邊沿觸發器的原理圖

2.2計數器

16 bit雙邊沿觸發的計數器由16個雙邊沿觸發器構成，其激勵函數為：

根據激勵函數構造電路完成16 bit計數器的設計，電路如圖2所示。其中GCLK為計數時鐘，RST為復位信號。當RST為低電平時，各輸出端復位到0。當RST為高電平時，16 bit計數器加1計數。在一個顯示周期內，包含65 536個GCLK周期，從而實現16 bit計數器［6］。

圖2　16 bits雙邊沿觸發的計數器

3　比較器

比較器將每個通道的灰度數據與計數器的計數值相比較，產生一個一定占空比的PWM，控制LED燈的導通時間來改變亮度。當計數器的計數值小于或等于灰度數據時，LED燈被點亮；當計數器的計數值大于灰度數據時，LED燈被關閉。根據上述原理分析可知，選中段比未選中段的高電平時間多0.5個GCLK周期，因此整個比較器要進行兩路數據比較，一路是原始的灰度數據的高9位和計數值的低9進行比較，產生PWML；另一路是原始的灰度數據的高9位加1后再和計數值的低9位進行比較，得到的輸出再和加法器的進位C經過或門，產生PWMH。比較器電路如圖3所示。

圖3　比較器電路

加法器由9個半加器組成，能夠將數據進行加1，完成了對原始的灰度數據的高9位加1。d7~d15及G為輸入信號，其中G為高電平，輸出為S0~S8和進位C。當進位C為1時，在一個完整的計數周期內PWMH都保持為高電平，含有65536個GCLK時鐘周期。加法器電路如圖4所示。

圖4　加法器電路

4　譯碼電路

灰度數據的低7位（LSB）和計數值的高7位共同進行段選，選中的段數等于LSB所對應的十進制值，隨著LSB增加1，選中的段數也會增加1段。所謂的溫度計譯碼就是輸入的二進制信號所對應的十進制數值是多少，那么輸出端就要輸出多少個“1”，每當十進制值加1時，溫度計碼中“1”的個數就增加1個［7］。因此LSB采用溫度計譯碼方式。本文設計的溫度計譯碼電路采用行列譯碼邏輯來實現，LSB的7位輸入信號可以分為4行3列，4行譯為15個溫度計碼，3列譯為7個溫度計碼，結合電源和地構成了16行8列的矩陣，128個輸出。每個輸出端的工作狀態受所在列的溫度計碼Cn、所在行的溫度計碼Rn-1和下一行的溫度計碼Rn共同控制［8］。計數值的高7位為7線128線譯碼器的輸入信號，B1~B128為譯碼器的輸出信號，做為段選信號。譯碼電路如圖5所示。

圖5　譯碼電路

5　輸出選擇電路及PWM合成

輸出選擇電路及PWM合成電路如圖6所示。比較器產生PWMH和PWML兩路信號，每一段PWM的輸出Pn由溫度計譯碼的輸出Sn決定，當Sn 為1時，則Pn選擇PWMH輸出；當Sn為0時，則Pn選擇PWML輸出。段譯碼器的輸出Bn決定哪一段輸出，Pn表示第n段輸出。最終輸出選擇電路的輸出Pn經過或門后擬合成一個完整的PWM。

圖6　輸出選擇電路及PWM合成電路

6　仿真結果驗證及分析

基于Cadence ADE仿真平臺中的SpectreVerilog數模混合仿真器對電路進行仿真。對灰度數據0002h、0004h、0082h進行3路仿真，生成3段PWM，分別為pwm1、pwm2和pwm3。為了和德州儀器（TI）的ES-PWM調制方式進行比較，設計ES-PWM電路并對其進行仿真，生成ES-PWM波形，其灰度數據為0004h，在一個顯示周期內，仿真結果如圖7所示。從上述的原理分析可知，如果采用單邊沿觸發的灰度計數器，在一個刷新周期內，選中的段數為灰度數據LSB所對應的十進制值。如果采用雙邊沿觸發的灰度計數器，相當于一個顯示周期內刷新了兩次，即32768個GCLK周期刷新一次。那么在65536個GCLK周期內，選中的段數將是采用單邊沿觸發計數器時的兩倍。pwm1、pwm2灰度數據LSB所對應的十進制值分別為2、4。從仿真結果可以看出，pwm1、pwm2分別有4段、8段高電平，每段的高電平時間為0.5個GCLK周期。灰階數據為0082h時，高9位（MSB）對應的十進制數為1，低7位（LSB）對應的十進制數為2。所以，在pwm3中有4段高電平含有1個GCLK周期，剩下的252段含有0.5個GCLK周期。從圖7中可以看出仿真結果剛好與分析結果相吻合。

圖7　PWM仿真結果

圖8是65th段的PWM仿真圖。65th段在灰度數據0002h、0004h、0082h時都被選中，其分別包含0.5個、0.5個、1個GCLK周期的高電平。上述的原理分析可知，被選中的段高電平包含GCLK周期的個數等于MSB所對應的十進制值加1后的一半，與仿真結果相符合。ES-PWM和pwm2所對應的灰度數據是相同的，都為0004h。從圖7、圖8中可以看出，高電平時間都是4個GCLK周期，但ES-PWM分為4段，每段高電平時間為1個GCLK周期，而pwm2分為8段，每段高電平時間為0.5個GCLK周期。可見ES-PWM與pwm2的占空比是相等的，但在相同的時鐘頻率和灰度等級條件下，本文設計的PWM控制電路比ES-PWM的刷新率提升了兩倍。

圖8　65th段的PWM仿真圖

7　總結

本文基于雙邊沿觸發的灰度計數器，設計了一種高刷新率LED驅動芯片中的PWM控制電路，并將一個刷新周期平均打散分為128段，每段含有256個GCLK周期，在一個顯示周期內數據相當于刷新了兩次。打散前PWM和打散后的PWM占空比相等，占空比由灰度數據的LSB決定，大幅度提升了刷新率。

參考文獻：

［1］Qin Song，Yan Sun. ARM9-Based Control System for LED Large Screen Display［C］//Intelligent Networks and Intelligent Systems （ICINIS），2010：217-220.

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［8］劉凡，吳金，黃晶生，等.一種高速10位溫度計碼DAC的設計［J］.電子器件，2007，30（1）：283-286.

陳培騰（1990-）男，漢族，廣東湛江人，桂林電子科技大學電子與通信工程碩士研究生，研究方向為專用集成電路設計，1060140637@qq.com；

王衛東（1956-）男，漢族，桂林電子科技大學碩士生導師，教授，中國通信學會高級會員，研究方向為模擬集成電路與電流模式電路；

黎官華（1987-）男，漢族，廣西壯族自治區玉林市人，桂林電子科技大學集成電路工程碩士研究生，研究方向為數模混合集成電路設計。

The Design of Cavity Filter at 140 GHz and Study on Processing Technology*

NING Biao1，MIAO Min1，2*

（1.Information Microsystem Institute，Beijing Information Science and Technology University，Beijing 100101，China；2.National KeyLaboratory of Science and Technology on Micro/Nano Fabrication，Peking University，Beijing 100871 China）

Abstract：A rectangular waveguide cavity filter of D band was designed and achieved with inductor diaphragm cou?pling by adopting electric spark micro-machining technology. Using the equivalent circuit method a rectangular cav?ity filter at 140 GHz was designed. The influence of the cavity number on the main performance of the filter was an?alyzed. A four order cavity filter with excellent performance was designed successfully. The center frequency is （140±3）GHz，the insertion loss is within -3 dB，the return loss is below -20 dB. The prototypes were fabricated us?ing electric spark micro-machining technology，the bonding technique was employed for the fabrication of filter. The electric spark micro-machining cavity filter with a center frequency of（138.5±3）GHz，insertion loss of -4.4 dB，the test results showed the filter has the band-pass characteristics and filter function in 140 GHz. In the case of con?sidering the machining error and fixture loss，the main technique indexes basically accord with the design values.

Key words：filter；cavity；millimeter wave；THz；HFSS；electric spark micro-machining

doi：EEACC：127010.3969/j.issn.1005-9490.2016.01.005

收稿日期：2015-04-16修改日期：2015-05-11

中圖分類號：TN432

文獻標識碼：A

文章編號：1005-9490（2016）01-0016-05