抑制兩級式逆變器中間母線電壓二次紋波的方法

袁義生，張育源，周 盼，黃志敏

（1.華東交通大學電氣與電子工程學院,江西 南昌330013；2.國網江西上猶縣供電有限責任公司，江西 上猶341200）

抑制兩級式逆變器中間母線電壓二次紋波的方法

袁義生1，張育源1，周 盼1，黃志敏2

（1.華東交通大學電氣與電子工程學院,江西 南昌330013；2.國網江西上猶縣供電有限責任公司，江西 上猶341200）

針對兩級式單相逆變器中間母線電壓存在二次紋波的問題，提出了一種可以抑制其幅值的控制方法。對兩級式單相逆變系統中能量流動、紋波功率以及中間母線電容紋波電壓的產生機理進行了分析。提出一種在前級直-直電路控制器的電壓環的給定處加入與母線電容電壓同頻、同相的擾動量，通過調節擾動量的大小來抑制母線電容紋波電壓的控制方法。該方法可增加電壓外環的帶寬，提高系統的響應速度，顯著改善負載跳變時的動態特性。此控制策略在基于DSP的先進數字控制平臺上進行了實驗，實驗結果表明該控制策略的有效性和合理性。

逆變器；二次紋波電壓；直流變換器；控制方法

兩級式單相逆變器[1-3]廣泛應用于低壓直流源供電的交通和電力系統中。其中，前級直-直變換器實現直流升壓，后級逆變電路再產生額定的交流輸出。由于后級逆變電路輸出電壓和電流都是低頻交流電，輸出瞬時功率中除含有直流量外還含有兩倍頻脈動量，造成中間母線電壓（即前級變換器的輸出側）出現二次紋波分量[4-6]。中間母線電容一般由電解電容構成[7]，而該電解電容的壽命是決定整個逆變裝置使用壽命的關鍵；因此，希望能找到一種方法來抑制兩級式逆變器中間母線電容二次電壓紋波。

最簡單的方法是加大中間母線電容[3,8]，其缺點是：較大的電容增加了系統的體積、重量和價格；當電容增大至一定值時，其對低頻紋波脈動的抑制效果將非常有限，而且整個系統的動態響應將變得非常緩慢[9]。文獻[10-11]提出采用LC串聯諧振的方法，以減小母線上電壓紋波。其缺點是：L，C值要取的很大，不適用于小功率場合，且其諧振電流在大幅度波動，可能會造成級聯系統的不穩定。文獻[12]提出增加功率解耦變換器的方法，以實現減小母線電壓紋波的目的。其缺點是：系統結構及控制復雜、成本高。文獻[13]提出采用快速跟蹤模式的方法以減小DC/DC變換器輸出電壓紋波，改善逆變器的交流輸出效果。文獻[14]提出將逆變輸出電流的絕對值前饋到前級Boost的電流環的給定處，以達到減小母線紋波電壓的目的，但文中對母線低頻紋波電壓的抑制沒有進行深入地研究，缺乏理論依據。

本文提出了一種控制方法：首先計算出母線紋波電壓大小的數值，然后在前級電壓環給定上疊加一個與母線電壓同頻、同相的擾動量，通過調節擾動量的大小以達到減小母線電壓紋波的目的。文中所疊加擾動量的大小由輸出負載決定，當負載發生跳變時，對輸出電流采樣并送入TMS320F28335可實現擾動量大小的自適應調整，從而有效抑制母線電壓低頻紋波。最后以實驗驗證該方法的有效性和可行性。

1 中間母線電壓低頻脈動產生機理

分析的兩級式單相逆變器如圖1所示，其中CDC為中間母線電容。假設逆變器的輸出電壓uo為正弦波形，負載為純阻性，則逆變器的輸出電壓uo、輸出電流io、瞬時輸出功率po的表達式見式（1）。

圖1 兩級式單相逆變器控制策略框圖Fig.1 Control strategy block diagram of two stage single phase inverter

由式(2)可以看出母線電容紋波電壓的幅值與3個因素有關：①兩級式逆變器的功率，②母線電壓的平均值，③母線電容的容值；而且與母線電壓平均值及母線電容容值大小成反比，與逆變器輸出功率成正比。

圖2為兩級式單相逆變器主要波形圖。從圖中可以看出逆變器輸出電壓uo、輸出電流io、瞬時輸出功率po以及濾除高頻分量后逆變器輸入電流iinv與中間母線電壓之間的波形關系。其中：T代表逆變器輸出電壓的周期，T=1/fo；p1表示前級直流變換器的輸出功率；ubusmax表示母線電壓的最大值；ubusmin母線電壓的最小值；Idc表示前級直流變換器的輸出電流。

由圖2可以看出：母線電容CDC作為一個存儲能量的介質，當p1＞p2，即前級直流變換器的輸出功率大于后級逆變器的輸入功率時，母線電容儲存能量，母線電壓上升；反之，母線電容釋放能量，母線電壓下降。因此，可以把中間母線電容CDC稱之為解耦電容。

2 抑制兩級式逆變器母線電壓低頻脈動的控制策略

圖1中無虛框所示部分為傳統的電壓外環電流內環的雙環控制模式。它存在的問題是：為了保證中間母線電壓的動態特性，電壓環控制器需要較大帶寬，但反饋的ubus中含有2倍頻紋波，且其相位與輸出功率p0的2倍頻量相差90°。所以，電壓環的輸出量，即電流指令信號中也含有與輸出功率p0的2倍頻量相差90°的量，使得系統的瞬時輸入功率和瞬時輸出功率不平衡，不能抑制ubus中的2倍頻紋波電壓。

本文提出了一種抑制母線電壓二次紋波的方法：在前級直流變換器電壓環的給定處疊加一個擾動量Δubus，Δubus與Boost的輸出電壓反饋ubus同頻、同相，通過調節Δubus的大小來減小兩級逆變器中間母線電容電壓中兩次低頻紋波的大小。

圖2 兩級式單相逆變器主要波形Fig.2 Key waveforms of two-stage inverter

3 控制器設計及分析

3.1 主電路參數

前級直流變換器輸入電壓uin為100 V；輸出母線電壓Ubus為200 V；電路工作占空比D＝1－D′；開關頻率fs=100 kHz；輸入電感L=1 mH；輸出母線電容C=1 290 uF；負載電阻R=24.2 Ω。后級逆變器輸出電壓為110 V；開關頻率為20 kHz；額定負載為24.2 Ω。

圖7為7月1日21時各方案預報的相對濕度和垂直速度沿31°N的剖面,可以看出,除Morr-KF外其他4個方案在112°～116°N范圍內的相對濕度較大,且向上延伸的高度較高,水汽條件較好,而Morr-KF方案模擬的稍弱。從垂直速度的分布中,可以看出Morr-KF方案在118°E附近的垂直速度等值線較密集,明顯大于其他幾種方案,最大垂直速度超過了2 m/s,而其他幾種方案在0.6 m/s左右,并且該處附近低層的相對濕度較大,所以水汽輸送條件較好。對應圖6中的降水分布也可以看出,該方案在118°E附近出現了超過140 mm的降水。

3.2 傳統控制器設計

圖3為前級直流變換器雙環控制框圖，無虛框所示部分為傳統控制模式。對Boost進行小信號建模可得輸入電感電流對占空比的傳遞函數為

Boost變換器電流內環控制框圖如圖3所示。Gi（s）為電流內環補償網絡傳遞函數；Fm（s）為PWM調制器增益，Fm（s）=0.5。

電流內環采用具有單零點-雙極點的PI控制器，表達式見式（4）。

其中：Kpi為電流環控制器的比例系數；棕zi為控制器的零點；棕pi為控制器的極點。控制器中的積分用以消除電流內環的穩態誤差，采樣時帶來的高頻噪聲信號可通過極點棕pi濾除。為了使內外環互不影響，其相應的截止頻率都應該遠離100 Hz。此外，選取適當的Kpi值以使電流內環擁有較寬的帶寬，獲得較快的響應速度。由此可得：控制器的零點被設計在477.5 Hz，極點則被設置在原點和117 631 Hz。于是可畫出加入控制器后

圖3 前級直流變換器雙環控制框圖Fig.3 Double loop control block diagram for the front DC converter

電流環開環系統的伯德圖，從伯德圖可以看出，經過校正后的電流環具有15.77 kHz的截止頻率和80.5°的相角裕度，系統的響應速度和穩定性都能滿足要求。此時，電流環控制器的傳遞函數為

如果內環的反饋量能很好地跟蹤給定量，那內環的傳遞函數就可看成1。電壓外環同樣采用具有單零點-雙極點的PI控制器，表達式見式（6）。

其中：Kpv為電壓環控制器的比例系數；棕zv為控制器的零點；棕pv為控制器的極點。首先，極點棕pv的作用：一是抑制采樣時帶來的高頻噪聲信號，二是降低右半平面的零點在高頻部分帶來的影響；其次，選取適當的零點棕zv以抑制電壓的超調量；最后，選擇適當的Kpv值以使電壓環擁有足夠的相角裕度并保證電壓環截止頻率fcv低于右半平面零點的頻率；由此可得到電壓外環的PI調節器，其表達式為

于是可畫出加入控制器后電壓環開環系統的伯德圖，從伯德圖可以看出，校正后的電壓環具有7.7 Hz的截止頻率和86°的相角裕度，系統穩定。系統在100 Hz處有1個-38 dB的衰減量；因此，100 Hz的低頻紋波經過電壓環的控制后會衰減79.4倍，即變為原來的0.012 6，100 Hz低頻紋波可以得到有效抑制。采用傳統控制方式雖然可以抑制100 Hz的低頻分量，但電壓環的帶寬設計的很低，這使得系統的響應速度慢，當輸入電壓或負載發生突變時，系統抗干擾能力弱，系統的動態特性較差。具體表現為：當投切載時中間母線電壓會出現較大的下降或過沖，中間母線電壓較大的下降將使逆變器輸出電壓波形出現削頂現象，而較大的過沖將使后級逆變器開關管承受的電壓應力增大。

3.3 改進的控制器設計

圖3中虛線框內所示部分為改進的控制方法：在前級直流變換器電壓環的給定處疊加1個擾動量Δubus，通過調節Δubus幅值k的大小來抑制兩級式逆變器中間母線電容電壓中二次低頻紋波。采用改進的控制方法，在設計電壓外環的帶寬時，帶寬可以設計的更大，以提高系統的響應速度，改善系統的動態特性。

由于后級逆變器輸出電壓和電流都是低頻交流電；因此逆變級的瞬時功率中含有兩倍頻脈動量。該兩倍頻脈動量是兩級式逆變器中必然存在的，它不會因采用某種控制策略而消失。該低頻脈動功率可由前級變換器輸入電感承擔，或者由中間母線電容承擔，或者由前級輸入電感和中間母線電容共同承擔。當母線電容承擔的脈動量在減小時，前級輸入電感承擔的脈動量則在增加；或者當母線電容承擔的脈動量在增加時，前級輸入電感承擔的脈動量則在減小。設Δubus=ksin2棕ot，Δubus與Boost的輸出母線電壓反饋ubus中的二次低頻紋波分量相減的結果Δuripple見式(8)。

根據主電路參數，可計算出中間母線電容電壓中二次紋波的幅值為

當0＜k＜3.08時，Δuripple的幅值小于0。隨著k的增大，Δuripple的幅值的絕對值將減小。Δuripple經過前級電壓環的控制器后將作為電流環的給定；因此前級輸入電感電流的紋波將逐漸減小。與此對應的，中間母線電容上的紋波將逐漸增大。當k=3.08時，Δuripple=0，此時前級電感電流將不含脈動分量，脈動分量將全部由中間母線電容承擔，母線電容的紋波幅值將達到最大。當k＞3.08時，Δuripple的幅值大于0，前級電感電流的相位將平移180°，隨著k的增大，Δuripple的幅值將增大；因此前級電感電流的紋波將逐漸增大。與此對應的，中間母線電容上的紋波將逐漸減小。當k增大到使得中間母線電容上不含脈動分量時，前級電感電流上的紋波將達到最大，此時前級電感電流可近似計算如下：

前級電壓環加入擾動量后，其控制器Gv(s)的參數可設計為Kpv=542，ωzv=0.15，ωpv=183。由此可做出電壓環開環系統的伯德圖，從伯德圖可知電壓環開環系統的穿越頻率為70 Hz。相比于傳統控制模式下電壓環的穿越頻率(7.7 Hz)，改進后的控制方法可使電壓環的帶寬設計更大。

4 實驗結果

為了驗證控制策略的正確性與有效性，研制了1臺500 W兩級式單相逆變器原型機。實驗主要參數為：輸入直流電壓為100 V，輸出單相交流電壓為110 V、50 Hz，前級Boost變換器的開關頻率為100 kHz，后級逆變系統開關頻率20 kHz，負載為純阻性。圖4為兩級式逆變器在傳統控制模式下，輸出功率為500 W時的實驗波形。圖中顯示的是負載從半載到滿載切換時的動態響應波形，母線電壓下降約13 V，并且需要經過8到10個輸出周期才會進入下一種狀態的穩態。實驗結果表明，采用傳統控制模式，系統的響應速度較慢，動態特性較差。圖5為兩級式逆變器前級Boost電壓環加入擾動量時的實驗波形。圖5a為k=2時系統的穩態波形，二次低頻脈動分量由中間母線電容和前級輸入電感共同承擔；圖5b為k=3.08時系統的穩態波形，前級輸入電感電流為一直線，二次低頻分量全部由中間母線電容承擔，中間母線電容電壓脈動達到最大，峰峰值約為6 V；圖5c為k=4.4時系統的穩態波形，中間母線電容電壓基本上為一直線，二次低頻分量幾乎全部由前級輸入電感承擔，輸入電感電流脈動達到最大，峰峰值約為10 A且相位平移了180°；圖5d為k= 4.4、負載從半載到滿載切換時的動態響應波形，母線電壓下降約3 V，并且只需1個輸出周期就可進入下一種狀態的穩態，此外，母線電容電壓紋波也得到有效抑制。相比于傳統控制模式，改進的控制方法在輸入電壓或負載發生突變時，系統抗干擾能力強，響應速度快且動態性能好。當負載跳變時中間母線電壓不會出現較大的下降或上升，且能降低后級逆變器開關管的電壓應力。

圖4 傳統控制模式系統波形Fig.4 The waveform of the system in traditional control mode

圖5 電壓環加入擾動量時系統波形Fig.5 The waveform of the system with disturbance added to the voltage loop

5 結論

首先對以Boost電路為前級的典型兩級式單相逆變系統中間母線電容低頻脈動的產生機理進行了分析；接著針對傳統控制模式下系統響應速度慢、動態特性較差的缺點，提出一種在電壓環中加入擾動量的控制方法，改進的控制方法可增大電壓環的帶寬，提高系統的響應速度，改善系統的動態特性；最后，在基于DSP的先進數字控制平臺上進行了實驗，實驗結果表明了該控制策略的有效性和合理性。

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A Technique for the Secondary Ripple Reduction of the Bus Voltage in Two-stage DC-AC Inverter

Yuan Yisheng1，Zhang Yuyuan1，Zhou Pan1，Huang Zhimin2
(1.School of Electrical and Electronic Engineering，East China Jiaotong University，Nanchang 330013，China；2.Poner Supply Company of Shangyou Lounty in Jiangxi Provinle，Shangyou 341200，China)

A control method was proposed aiming at suppressing the second ripple voltage amplitude in intermediate bus capacitor of two stage single-phase inverter.This paper analyzed the power flow,ripple power and the mechanism of ripple voltage in the intermediate bus capacitors in two stage single-phase power system.A disturbance which was the same frequency and phase as bus voltage was added in the voltage loop of the front dc converter.The bus capacitor voltage ripple suppression can be achieved by adjusting the size of the disturbance. This method can increase the voltage loop bandwidth,which can improve the response speed of the system and the dynamic performance when the load jump happened.An experimental platform based on DSP was built up with the proposed control strategy,and the experimental results proved its effectiveness and rationality.

inverter;second ripple voltage;DC converter;control method

TM46

A

1005-0523（2015）06-0093-07

(責任編輯 劉棉玲)

2015－06-01

國家自然科學基金項目（51467005）；江西省自然科學基金項目（20142BAB206025）

袁義生(1974—)，男，教授，博士，研究方向為電力電子系統及控制技術。