UPFC換流閥IGBT模塊近場電磁騷擾分布特性研究

胡亞輝 張衛(wèi)東 張 雷 齊 磊 康 偉

（1. 華北電力大學新能源電力系統(tǒng)國家重點實驗室，北京 102206；2. 國網(wǎng)智能電網(wǎng)研究院，北京 102200）

2015年4月20日，國家電網(wǎng)公司“統(tǒng)一潮流控制器（UPFC）關鍵技術研究及核心裝備研制”通過了中國電機工程學會組織的鑒定。該項目成功研發(fā)出適用于220kV電網(wǎng)的基于模塊化多電平的統(tǒng)一潮流控制器換流閥及閥控樣機，填補了我國統(tǒng)一潮流控制器技術的空白。該UPFC換流閥中大量使用絕緣柵雙極晶體管（IGBT）子模塊來實現(xiàn)換流功能。換流流過程中，由于 IGBT周期性的開通與關斷，電壓與電流急劇變化，產(chǎn)生大量的電磁騷擾，可能會影響 IGBT驅動與保護電路的正常工作。因此有必要對換流閥內(nèi) IGBT所產(chǎn)生的電磁騷擾情況進行分析，為今后的研制生產(chǎn)過程提供參考。

目前國內(nèi)關于換流閥系統(tǒng)的EMI研究主要側重于閥塔或閥模塊級[1-4]，對于換流閥內(nèi)所使用的IGBT器件級的電磁騷擾特性研究較少。文獻[5-7]分析了 IGBT工作時的電磁騷擾特性，但都限于傳導騷擾。文獻[8]對IGBT產(chǎn)生的電磁場進行了建模仿真，但沒有提出可預測近場輻射特性的計算模型；仿真的激勵電壓為幅值1V的梯形脈沖，并非IGBT的實際工作電壓。

針對換流閥中所使用的 Infineon公司的FF450R17ME4型IGBT模塊，本文提出基于單環(huán)拓撲等效和鏡像法原理相結合的計算模型來預測IGBT模塊工作時所產(chǎn)生的電磁輻射。同時采用基于有限積分法的CST軟件對IGBT模塊的產(chǎn)生的電磁場進行仿真，結果證明了計算模型的有效性。

1 IGBT模塊工作原理

1.1 IGBT開通過程

與其它半導體器件類似，IGBT的開通也需要經(jīng)歷一個過程。如圖1所示，從IGBT驅動電壓的前沿上升至其幅值的10%到集電極電流上升至其幅值的10%時刻，這段時間為IGBT的開通延遲時間[9]。而從10%上升到90%的過程，為IGBT的電流上升時間。隨著電流的增大，IGBT集射電壓開始下降。IGBT的開通延遲時間與電流上升時間及電壓下降時間之和，定義為IGBT的開通時間。

圖1 IGBT開關過程示意圖

本文所用 IGBT為 1700V，飽和導通情況下最大允許通過電流為 400A，然而其開通時間只有約0.26（125℃環(huán)境下）。在20kHz的工作頻率下，IGBT頻繁導通與關斷，電流迅速變化，激發(fā)出大量的電磁騷擾，成為換流閥內(nèi)主要的電磁騷擾來源[10]。

1.2 IGBT關斷過程

從驅動電壓的脈沖后沿下降到其幅值的 90%起，到集射電壓上升至其幅值的10%，這段時間為IGBT 的關斷延遲時間。隨后是集射電壓 上升時間。集電極電流從90%下降至10%的時間為電流下降時間。關斷延遲時間、電壓上升時間和電流下降時間之和稱為 IGBT的關斷時間。電流的迅速減小會在 IGBT兩端感應出反向的電動勢，在與 IGBT反并聯(lián)的二極管上產(chǎn)生反向恢復電流。由于反向恢復電流所產(chǎn)生的電磁騷擾頻段較高、能量較小，屬于遠場范圍，故本文不考慮其產(chǎn)生的電磁騷擾。

1.3 IGBT模塊工作原理

換流閥中的 IGBT模塊會根據(jù)需要，處于不同的工作狀態(tài)，例如處于不同的電流變換電路、帶不同性質的負載以及有不同的觸發(fā)角等。從研究電磁輻射的角度，我們?nèi)∑潆姶泡椛湎鄬乐囟纸?jīng)常涉及的工作狀態(tài)，即帶電阻負載、有90°觸發(fā)角的三相橋式全控整流電路中[11]。如圖所示，IGBT模塊含有六個 IGBT芯片，每個芯片與一個續(xù)流二極管反并聯(lián)。上下兩個 IGBT芯片串聯(lián)在一起，串聯(lián)后的 IGBT再與另外兩對相并聯(lián)，形成一個橋臂，三個IGBT模塊可組成一個三相橋式全控整流電路。整個IGBT模塊放置于厚45mm，面積約為IGBT底座面積二十倍左右的散熱器上。該散熱器為良導體，接地良好。

圖2 IGBT模塊實物圖

如圖3所示，上面三個IGBT稱為共陰極組，下面三個由于集電極連在一起，被稱為共陽極組。當處于整流電路狀態(tài)時，六個IGBT按照圖3中序號所示，VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6依次導通，在任一時刻都由一個共陰極組 IGBT和一個共陽極組IGBT組成通流回路。

圖3 三相橋式全控整流電路

2 IGBT模塊近場計算模型

電力電子裝置工作時所產(chǎn)生的近場問題情況比較復雜，準確計算是非常困難的。目前的研究文獻大多對源進行了簡化。本文根據(jù) IGBT模塊的實際工作特性，將模塊下方面積較大、導電性能較好、接地良好的散熱器等效為理想地，結合鏡像法和文獻[12]所建立的單環(huán)拓撲結構模型，提出一種新的近場計算方法。

2.1 單環(huán)拓撲結構模型

文獻[12]以 BUCK變換器為原型，結合偶極子天線模型，建立了BUCK變換器主電路單環(huán)拓撲結構模型。如圖4所示。并根據(jù)麥克斯韋方程，給出了周圍電磁場的計算公式

圖4 BUCK變換器的單環(huán)模型

由于IGBT的開通過程和MOSFET很相似，且在任意時刻都只有一個通流回路，回路情況與BUCK變換器情況相似，所以在研究本IGBT模塊近場問題時，可以參考文獻[12]所建立的模型。

2.2 鏡像法

鏡像法是根據(jù)唯一性定理，在不改變所求區(qū)域介質和邊界條件的情況下通過虛設場源來簡化求解問題的一種等效源法。鏡像法被廣泛用于穩(wěn)恒電磁場中。但對于電偶極子和磁偶極子問題，鏡像法依然有效[13]。

如圖5所示，假設在無限導體平面上方有一個電偶極子，其中心點坐標是M(x,y,z)。當求解導體上方空間的場時可以將導體的影響等效為一個反置的鏡像電偶極子，其中心點坐標是M`（x,y, -z）。

圖5 鏡像法

2.3 IGBT模塊計算模型

由于文獻[12]所建立的單環(huán)拓撲結構模型是依據(jù)偶極子等效原理，并且BUCK電路中電流皆是水平流向，所以該模型可以依據(jù)鏡像法來定義鏡像模型。我們可以將面積較大接地良好的散熱器視為理想導體平面，則模塊上方的電磁場就是單環(huán)模型及其鏡像模型共同作用的結果，如圖6所示。

圖6 單環(huán)及其鏡像模型

IGBT模塊底座厚約 6mm。原模型是根據(jù)坐標原點在回路中心設立的，所以我們可以視為將原回路沿z坐標正向平移s，s等于6mm，則原方程中所有z變量均改為。鏡像模型與原模型關于xy平面對稱，故原方程中所有z變量可改為。將兩個方程相疊加就可以得到一個最終預測 IGBT模塊近場電磁場數(shù)值的計算方程。

3 IGBT模塊的電磁仿真

本文采用基于有限元積分法的CST軟件，在微波工作室環(huán)境下，使用時域求解器對 IGBT模塊產(chǎn)生的電磁場進行仿真。

3.1 仿真模型的建立

導通后的IGBT芯片壓降較小，可視為良導體，由其構成的通流回路視為由 PEC（Perfect Electric Conductor）連接成的回路。由方程組（1）可知，矩形回路的長邊L越長，F(xiàn)越大，結果產(chǎn)生的磁場就越大，所以本文取可構成回路面積較大的兩個IGBT為導通狀態(tài)，另外四個IGBT處于關斷狀態(tài)，電導率極小，可忽略其影響。由此可建立如圖7所示的結構模型。

由于 IGBT模塊工作時存在較高的電壓、電流過沖，為保證不損壞，通常器件只工作在電壓電流額定值的一半[14]，所以本文對激勵源設置為幅值為200A的電流源。為在保證仿真精確度的情況下，縮短仿真時間，將激勵波形設置為上升和下降沿均為40ns，總持續(xù)時間為 300ns的梯形波。激勵源信號如圖8所示。將仿真邊界條件定義為輻射邊界，即相當于整個模型被嵌入在一個理想的開闊空間場里，仿真頻率設定為 0～1GHz。在模塊正上方距IGBT芯片30mm處設置電場和磁場探頭。

圖7 IGBT模塊仿真模型

圖8 激勵源波形

3.2 仿真結果及分析

1）電場仿真

通過施加的近場探頭可得到如圖9所示電場仿真結果。

圖9 電場仿真結果圖

由時域圖可知，在 IGBT開通階段，模塊可激發(fā)出幅值為40V/m左右的電場，部分尖峰脈沖甚至可以高達100V/m；隨著電流趨于平穩(wěn)，電場幅值開始回落，當電流開始下降時，電場幅值再次大幅增加；電流斜率出現(xiàn)變化處，產(chǎn)生的電場幅值最大，最易對外界產(chǎn)生干擾。

由頻域圖可知IGBT模塊產(chǎn)生的電場頻帶較寬，其中20MHz以下頻率，幅值較大。而此頻段波長超過 1.5m，IGBT模塊的驅動電路和控制電路屬于此頻帶的近場范圍內(nèi)，容易受到干擾。在 850～900MHz頻段，信號幅值較大，可能會對模塊周邊無線通信產(chǎn)生影響。

2）磁場仿真

磁場仿真結果如圖10所示。

圖10 磁場仿真結果圖

由于磁場直接與電流相關，在簡化仿真模型的情況下，磁場波形走向與所見的電流激勵源相似。磁場的頻域干擾也以 20MHz以下和 850～900MHz為主。

3）電場騷擾的方向差異

圖11顯示了在模塊中心正上方30mm處，不同方向的電場時域分布圖。

圖11 探針位置不同方向電場時域圖

各方向軸與模型的關系可由圖7（b）得到。可以看出，在電場不同方向，電場幅值差異明顯。Z軸方向上的電場強度最大，幅值最高可達到同時間點x軸方向的10倍。由于z軸方向，恰恰是模塊上方控制電路元件的主要放置方向，所以 IGBT模塊工作時對控制、驅動電路的影響扔不可忽視，還需要做進一步的研究。

4）理論計算與仿真數(shù)據(jù)的對比

取源激勵的上升階段，將電流變化率、模型長寬、所求點坐標等代入方程組（1），可求得Ex≈1.736V/m。同時間段x軸電場仿真結果，其幅值主要以2.4V/m為主。考慮到建模的精確度問題，計算模型依然體現(xiàn)了較高的準確性，可用于預測 IGBT模塊近場大概的輻射強度。

4 結論

本文以Infineon公司的FF450R17ME4型IGBT模塊為研究對象，提出了一種綜合單環(huán)拓撲模型和鏡像法的一種預測模塊近場騷擾的新的計算方法。通過CST軟件建立了模塊的模型并對模塊的近場電磁騷擾進行了仿真。仿真結果與計算數(shù)值接近，證明提出的計算方法可以用來預測 IGBT模塊近場騷擾情況。

[1] 趙志斌, 崔翔, 王琦. 換流站閥廳電磁騷擾強度的計算分析. 高電壓技術[J]. 2010, 36(3): 643-648.

[2] 齊磊, 李超, 王星星, 等. 柔性高壓直流輸電系統(tǒng)換流閥塔交流電場仿真計算[J]. 高電壓技術, 2014,40(11): 3537-3543.

[3] 馬為民, 聶定珍, 萬保權, 等. 高壓直流換流站閥廳屏蔽效能的研究[J]. 高電壓技術, 2008, 34(11):2400-2407.

[4] 張衛(wèi)東, 萬潛, 趙東來, 等. 柔性直流輸電系統(tǒng)換流閥無線電干擾特性仿真分析[J]. 高電壓技術, 2014,40(6): 1650-1657.

[5] 孟進, 馬偉明, 張磊, 等. 基于 IGBT開關暫態(tài)過程建模的功率變流器電磁干擾頻譜估計[J]. 中國電機工程學報, 2005, 25(20): 16-20.

[6] 肖芳, 孫力. 功率變換器IGBT開關模塊的傳導電磁干擾預測[J]. 中國電機工程學報, 2012, 32(33):157-164.

[7] Heldwein M L, Nussbaumer T, Kolar J W.Commonmodemodelling and filter design for a three-phase buck-type pulse width modulated rectifier system[J]. IET Power Electronics, 2010, 3(2):209-218.

[8] 劉奕, 張衛(wèi)東, 崔翔. 絕緣柵雙極型晶體管的電磁騷擾分布特性研究[Z]. 2012.

[9] 王兆安, 劉進軍. 電力電子技術[M]. 北京: 機械工業(yè)出版社, 2009.

[10] 肖芳, 孫力. 功率變換器多開關狀態(tài)下的傳導電磁干擾預測[J]. 中國電機工程學報, 2013, 33(3):176-187.

[11] 馬偉明, 涂昌期. AC/DC變流裝置產(chǎn)生的電磁干擾分析[J]. 海軍工程大學學報, 2003(3): 1-4.

[12] Youssef M, Roudet J, Marechal Y. Near-field characterisation of power electronics circuits for radiation prediction. PECS＇97 Record, 28th Annual IEEE USA: 1997(2): 1529-1534.

[13] Jackson, John David. Classical Electrodynamics[M].John Wiley & Sons, Inc. 1962: 76-79.

[14] 鄒凱凱. 高壓 IGBT模塊動態(tài)特性測試與建模[D].北京: 華北電力大學, 2015.