6 W隔離反激式AC/DC電源設計

馮欣宇+黃阿娟

摘 要： 介紹了基于UCC28910的5 V/1.2 A隔離反激式開關電源。電路結構簡單，所需外部元件較少，有效減少了電路板占用面積。電源可實現(xiàn)AC 85～265 V寬電壓輸入，在無需光耦合器的情況下實現(xiàn)恒定電壓與恒定電流輸出。具有700 V高壓啟動和小于30 mW待機功耗的特點。采用DCM模式減少開關損耗，符合Energy StarEPS 2.0標準。

關鍵詞： 反激式開關電源； UCC28910； AC/DC電源； 高壓啟動

中圖分類號： TN86?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2015）16?0152?04

Design of 6 W isolated flyback AC/DC power supply

FENG Xinyu， HUANG Ajuan

（Anhui Vacree Technology Co.， Ltd.， The 16th Research Institute of China Electronics Technology Group Corporation， Hefei 230088， China）

Abstract： The design of 5 V/1.2 A isolated flyback switching power supply based on UCC28910 is introduced. Its circuit structure is simple and fewer external components are required， which reduces the area occupied by PCB effectively. The power supply can accepts a wide range voltage input of 85 VAC to 265 VAC. The constant voltage and current output was realized without any opto?coupler. This device has characteristics of 700 V high?voltage start and less than 30 mW standby power loss. DCM mode is used to reduce the switching loss， which is consistent with the standard of Energy Star EPS2.0.

Keywords： flyback switching power supply； UCC28910； AC/DC power supply； hith?voltage start

0 引 言

目前空間技術、計算機、通信、雷達、電視及家用電器中的電源逐漸被開關電源取代。傳統(tǒng)的串聯(lián)穩(wěn)壓器，調整管總是工作于放大區(qū)，流過的電流是連續(xù)的。缺點是承受過載和短路的能力差、效率低，一般只有35%～60%。開關電源的調整管工作在開關狀態(tài)，功率損耗小，效率可高達70%～95%。此外開關頻率工作在幾十kHz，濾波電感、電容可用較小數(shù)值的元件，允許的環(huán)境溫度也可以大大提高[1]。常見到離線式開關變換器（off?line Switching Converter）是AC?DC變換，也常稱開關整流器；它不單是整流的意義，而且整流后又作了DC?DC變換。離線并不是變換器與市電線路無關的意思，只是變換器中因有高頻變壓器隔離，故稱離線[2]。UCC28910專門用于隔離反激式電源，在無需光耦合器的情況下提供恒壓或恒流輸出。此器件組合有一個 700 V功率場效應晶體管 （FET） 和控制器，控制器處理來自輔助反激式繞組以及功率 FET 的運行信息，以提供精準的輸出電壓和電流控制。非常適合用于手機、平板電腦和照相機的交流和直流適配器、充電器、電能計量、電視待機開關模式電源、服務器、大型家電、LED驅動器等。

1 電路設計

本設計的電路原理圖如圖1所示。采用原邊控制方式，即變壓器能量轉換到副邊時輔助繞組測量輸出電壓。UCC28910內(nèi)置了700 V的MOSFET，很大程度上簡化了電路設計。VS管腳的功能有3個：

（1） 為電壓控制回路提供輸出電壓的信息。輸出電壓反饋值采樣是在變壓器次級電流退磁時完成；

（2） 提供定時信息來完成谷底開關和變壓器次級電流占空比；

（3） 采樣大容量電容（Bulk Capacitor）輸入電壓以提供欠壓關斷。

其中功能（1），（2）是在MOSFET關斷時進行的，功能（3）是在MOSFET導通輔助繞組為負電壓時完成的。IPK管腳外接電阻可以設定功率FET峰值電流的最大值。DRAIN管腳連接到內(nèi)部功率FET的漏極，同時提供高壓電流源的啟動電流。設計中使用整流橋DB106S（600 V/1 A）完成對交流輸入的整流。C1，C2與L1，L2構成輸入EMI濾波器。R1，R2用來抑制輸入濾波器振蕩，同時防止ESD脈沖在L1與L2上形成大電壓。R5，C3，D2，D3構成原邊電位鉗，防止在場效應管關斷時UCC28910的漏極電壓超過FET的擊穿電壓；同時起到緩解UCC28910關斷電壓造成的EMI電流。電容C3的值不能取太高，充電時間要短。R5的值也不宜取太大，以免電阻上的額外壓降導致過高的漏極電壓。C4為去耦電容，應選擇低ESR/ESL類型的電容器，盡量靠近芯片引腳放置，并直接返回到芯片的參考地平面。控制器的偏置電壓由變壓器輔助繞組、D4，R7，C5來提供。R9用來設定啟動電壓閥值。R8用來設定輸出電壓值。R3，R4共同來設置輸出最大電流值。變壓器次級線圈側的C6，R10用來降低D5管的開關噪聲。R12用于調整空載輸出電壓。endprint

UCC28910設置有豐富的保護功能，為整個設備的安全運行提供保障。

（1） 當實際輸出電壓為標稱輸出電壓的115%時會產(chǎn)生輸出過壓保護，器件停止工作；

（2） 控制器會檢測連續(xù)的3個開關周期，如果符合輸入電壓過低的條件將會觸發(fā)保護；

（3） 內(nèi)部過溫保護閥值為150 ℃并有50 ℃的遲滯。過溫保護后器件溫度必須降到100 ℃左右時才能再繼續(xù)工作；

（4） 漏極過電流也會觸發(fā)保護；

（5） 根據(jù)漏極峰值電流的大小功率FET的最大導通時間也設置有保護；

（6） 如果VDD內(nèi)部鉗位器中的電流超過6 mA，器件也會自動保護停止工作。

UCC28910最大開關頻率的選擇應該在效率要求與變壓器尺寸之間權衡。一般來講降低開關頻率會提高效率，提高開關頻率可以減小變壓器尺寸。器件的極限開關頻率為115 kHz，所以實際使用的開關頻率最大值需滿足以下條件：

[fTARGET（max）

式中：KAM為初級最大最小峰值電流比；KCC為恒電流模式下次級二極管導通占空比；fSW（max）為最大開關頻率，它們的典型值可以在手冊中查到。經(jīng)過試驗tDMAG（min）為1.2 μs左右時較合適。

變壓器最大初次級匝數(shù)比是由滿載下最大開關頻率、最小輸入電容電壓（Bulk Voltage）和預估的DCM準諧振時間來確定的。最大可用占空比和次級傳導時間的確定是建立在目標開關頻率與DCM諧振時間上的。對于DCM諧振時間可假設tR=[1500]kHz 。由于轉換模式操作的限制，次級電流傳導至VDS（MOSFET漏極?源極）電壓的第1次估值所需要的時間要求是DCM諧振時間的一半或者是1 μs（假設500 kHz的諧振頻率）。MOSFET的最大占空比可由下式計算得到：

[DMAX=1-tR2×fTARGET（max）-KCC]

DMAX得到后就可計算出變壓器最大初次級匝數(shù)比：

[NPS（max）=DMAX×VBULK（min）KCC×（VOCV+VF）]

式中：VBULK（min）為全功率時C1，C2上的最小電壓；VOCV為恒電壓模式下的輸出電壓；VF為次級整流電流接近0時D5的正向壓降。對于5 V的USB充電器應用，NPS可取13～17作為典型值。

變壓器在滿載條件下的輸入功率是由輸出功率、輸出二極管上的功耗、UCC28910本身的功耗三者之和除以變壓器的效率來計算的，如下式：

[PINTRX=VOCV+VF·IOCC+VVDD·IRUNηXFMR]

式中IOCC為在恒電流操作模式時的變壓器輸出電流目標值；VVDD為VDD引腳上的電壓；IRUN為器件的最大消耗電流；ηXFMR為變壓器初級到次級的功率轉換效率，與變壓器銅損、磁芯損耗、漏電感中的能量損耗有關。

當固定了最大開關頻率和初級側最大峰值電流后，初級側的電感值可以通過下式來計算得到：

[LP（min）=2×PINTRX1-LP_Tol·fTARGET（max）·I2D_PK（max）]

式中：LP_Tol為變壓器初級電感的公差，典型值為±10%～

±15%；ID_PK（max）為變壓器初級側最大電流峰值。表1為設計中用到的元器件相關信息匯總。

表1 元器件物料表

2 干擾性分析

UCC28910使用谷底開關以減少MOSFET的開關損耗，同時也減小了FET的開啟電流尖峰。器件在幾乎所有負載條件下采用谷底開關的工作方式，直到VDS振鈴消失。在VDS最低值時進行開關操作可減小MOSFET開啟時的dV/dt，有利于減小器件的EMI。在負載非常小或沒有負載的情況下，VDS振鈴非常低而且很難被檢測到，此時使用谷底開關的意義不大，所以此時谷底開關自動被禁止。開關電源由于較高的dV/dt和dI/dt、電路中存在的寄生電感和電容使開關電源的電磁干擾噪聲較難消除[3]。

頻率抖動（Jitter Frequency）技術不是從減少分布參數(shù)這種極難的工藝角度解決電磁兼容問題，也不是采用濾波這樣的使干擾旁路的方式，而是從EMI測試儀器測試的原理出發(fā)，使集中的頻譜能量分散化的角度來實現(xiàn)“頻譜搬移”，滿足EMC容限要求，以解決EMC問題的[4]。

抖頻即指開關電源的工作頻率并非固定不變，而是周期性地變化。通過減少某頻率點上信號的幅值，從而達到了抑制EMI的效果。UCC28910采用了抖頻技術，很好地實現(xiàn)了電磁干擾（EMI）兼容性。同時內(nèi)部FET 開關接通和關閉期間，DRAIN（漏）電壓的受控斜坡都有助于減少EMI濾波器的成本。使用其開發(fā)的產(chǎn)品也較容易達到相關電磁兼容性標準。

3 性能測試

UCC28910使用DCM（電感電流不連續(xù)）工作模式有如下主要優(yōu)點[5]：

（1） 開關管的導通損耗幾乎是零；

（2） 輸入及負載響應能力較好；

（3） 反饋環(huán)容易穩(wěn)定；

（4） 輸出二極管的選擇比較容易，因為二極管的恢復時間不是關鍵因素。

DCM模式配合谷底開關技術可以減小開關損耗，開關頻率與初級峰值電流幅值調制相結合，用以保證在滿負荷和輸入電壓范圍內(nèi)的高效轉換。

本設計相關參數(shù)測量用到的儀器如下：

（1） AC電源。輸入電源必須是一個可調的85～265 V不低于15 W的隔離交流電源。為達到最高精度的效率計算，需把功率計的電壓端直接連接至此電源。

（2） 負載。可編程電子負載設定為恒電流模式，并具有DC 10 V時DC 0～1.5 A的灌電流能力。

（3） 功率計。功率計應可以測量低輸入電流，一般小于100 μA。測量低功率待機模式的輸入功率時，功率計還應具有長期平均模式。本設計選用橫河WT210電子功率計。

（4） 萬用表。使用2塊萬用表同時測量輸出電壓與負載電流。

（5） 示波器。使用帶寬500 MHz的示波器。

（6） 線纜。使用AWG24線纜，測試板與AC電源以及與負載的電纜連接長度為50 cm。

圖2，圖3是本設計的的V?I特性及效率特性曲線。圖4是在輸入AC 265 V輸出5 V/1.2 A時，20 mV/div，

5 μs/div設置下的電源紋波波形。

圖2 25 ℃時典型V?I曲線

圖3 效率與電流

4 結 論

本文基于UCC28910設計的AC?DC電源，具有所用分立元器件少、占用電路板面積小、抗干擾性強的優(yōu)點。最高可以提供6 W輸出功率，非常適合用作交直流電源適配器與小型儀表電源。

圖4 紋波波形

參考文獻

[1] 何希才.新型開關電源及其應用[M].北京：人民郵電出版社，1996.

[2] 張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計[M].北京：電子工業(yè)出版社，1998.

[3] 李建婷，熊蕊.抖頻?有效降低開關電源EMI噪聲容限的技術[J].電源技術應用，2006（5）：40?42.

[4] 李意，尹華杰.開關電源電磁干擾抑制的頻率控制方法比較[J].電力電子技術，2004，38（4）：48?49.

[5] 沈建華.DCM模式反激式功率變壓器的設計[J].通信與廣播電視，2008（2）：42?45.

[6] 楊立杰.多路輸出單端反激式開關電源設計[J].現(xiàn)代電子技術，2007（6）：23?26.