高電壓寬范圍輸入低電壓輸出的DC-DC輔助電源設計

胡亮燈 孫 馳 趙治華 艾 勝

（海軍工程大學艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室 武漢 430033）

1 引言

輔助電源（APS）是任何能量變換裝置的心臟，幾乎所有的電力電子變流系統(tǒng)（包括變頻器，斬波器、UPS，有源濾波器等）要求為其二次回路提供輔助電源。中高壓、大容量電力電子變流系統(tǒng)二次回路采用柜體內直流母線電壓作為輔助電源的輸入，可以簡化變流系統(tǒng)柜體內外二次回路連接線，降低二次回路防電磁干擾要求及線路本身絕緣問題，甚至可以取消柜體內UPS等，高壓直流母線作為輔助電源輸入示意圖如圖1所示。

圖1 高壓直流取電示意圖Fig.1 High voltage DC bus fed electricity

圖1中輔助電源輸入為直流母線電壓，而輔助電源輸出直接作為變流系統(tǒng)二次回路（控制及驅動電路）電源，也即高壓直流取電原理。從圖中也可看出，變流系統(tǒng)高壓直流取電工程實現的核心是輔助電源。

為確保變流系統(tǒng)安全、可靠運行，要求當變流系統(tǒng)直流母線電壓比較低時，系統(tǒng)二次回路就能正常工作，即要求輔助電源能在盡可能寬的電壓輸入范圍內工作。也正是由于輔助電源在母線電壓低時仍可工作，故變流系統(tǒng)無需防系統(tǒng)二次回路掉電的UPS。對于高電壓、大容量電力電子變流系統(tǒng)，直流母線取電技術實現要求輔助電源輸入電壓更高、范圍更寬。為實現變流系統(tǒng)模塊化、標準化，變流系統(tǒng)每個功率單元配相應輔助電源，因此，輔助電源能從功率單元本身的直流母線取電，無需跨接功率單元的高壓電纜，簡化了系統(tǒng)外部線路連接，也降低了二次回路被其他功率單元電磁干擾的可能性。

對于高電壓、寬范圍輸入的輔助電源，目前國內外研究較少。文獻[1-6]對這種輔助電源進行了相關的研究。文獻[1]提到了一般輔助電源輸入為200～1 200V，輸出為 3.3～48V，額定功率小于100W。文獻[2]提出了基于二極管中點鉗位（NPC）的輔助電源電路，該方案實現了低壓開關管應用到高電壓場合目標，但其驅動控制較復雜。文獻[3]基于單管反激拓撲，設計了一種直流電壓輸入為1 050～2 500V，輸出直流電壓24V的輔助電源，但由于增加了RCD吸收電路，導致了輔助電源的效率較低，且其電源輸入范圍難以滿足高電壓、大容量變流系統(tǒng)對輔助電源要求。文獻[4]在快速電容多電平變換器基礎上提出了非隔離和隔離型兩種拓撲結構的跨接電容輔助電源電路，其中隔離性拓撲輸出穩(wěn)壓性相對較差，兩種電路均存在驅動復雜、電壓輸入范圍較窄問題。文獻[5,6]基于雙管反激拓撲，設計了一種光伏逆變器用120～850V輸入，多路輸出輔助電源。

總之，上述文獻所研究的輔助電源電壓輸入范圍主要集中在1 000V以下，對更高電壓、更寬電壓輸入范圍的輔助電源研究很少。因此，對高電壓寬范圍輸入的DC-DC輔助電源的研究很有必要。

反激和正激 DC-DC變換器輸入/輸出電氣隔離，具有安全、可靠性高等優(yōu)勢，現廣泛應用于各種輔助電源和小功率電源中[7-10]。相比正激變換器，反激 DC-DC變換器結構簡單、成本低廉[10]，其電壓范圍廣，適合各種不同電壓等級場合[12-15]。單管反激變換器主開關關斷電壓應力較大，難以用于輸入電壓較高的場合，而雙管反激變換器的主開關電壓應力僅為輸入電壓，并且漏感能量可回饋到輸入側，無需增加任何吸收電路，因而整機效率也比較高，其非常適用于較高輸入電壓和性能要求的場合[16-18]，故本文研究的高壓輸入輔助電源選用雙管反激式拓撲結構，相比單管反激電路，雙管反激驅動電路存在高壓隔離問題。圖2為二次回路采用直流母線取電方式的 20MW/十五相推進變頻器的電路拓撲結構，根據系統(tǒng)要求，該輔助電源輸入電壓范圍為DC300～2 500V，輸出電壓DC24V。從圖可看出該變頻器在電路結構、空間布局及控制功能上存在較明顯的分布特征，因此采用分布式高壓直流取電輔助電源供電方法將使整個變流裝置從模塊到子系統(tǒng)都具有真正可插拔的標準化和模塊化特征，從而極大地提高系統(tǒng)的可靠性。

圖2 20MW/十五相變頻器電路拓撲結構Fig.2 Topology of the 20MW fifteen-phase PWM driver

本文正是基于此，采用雙管反激拓撲，對電壓輸入范圍為300～2 500V、電壓輸出為24V輔助電源進行了研究。文中給出了輔助電源主電路及控制電路詳細的電路設計方案，并將設計的輔助電源方案與傳統(tǒng)輔助電源方案進行了對比分析，包括寬輸入電壓實現、輸入輸出高壓隔離的實現和驅動電路上下管高壓隔離及同步驅動實現等，并對雙管反激電源效率進行了計算。文中最后在幾種典型輸入電壓及負載情況下對設計的雙管反激輔助電源進行了實驗。

2 輔助電源設計

本文所設計的輔助電源采用雙管反激式拓撲結構，其電壓輸入為300～2 500V直流，電壓輸出為24V直流，額定功率為50W，開關頻率為50kHz，主電路如圖3所示。為研制高功率密度的輔助電源，對電源主要功率器件體積、功耗等有嚴格的要求。設計的輔助電源開關管（圖3中SW1～SW3）選用IXYS公司型號為IXTF1N400（耐壓4 000V，導通電流1A）的MOS管，該開關管尺寸僅1元硬幣般大小；整流二極管VD0選用VMI公司4 000V/2.2A快恢復二極管，型號為 K50UF；鉗位二極管 VD1和VD2選用HVCA公司4000V/1A快恢復二極管，型號為HVRW4。

圖3 輔助電源主電路Fig.3 Main circuit of APS

下面對輔助電源主電路和控制電路分別進行說明。

2.1 主電路設計

輔助電源主電路主要由啟動電路、輸入電路、輸出電路、反饋電路和高頻變壓器等五部分組成，如圖3所示。其各部分的工作原理及功能如下。

2.1.1啟動電路

啟動電路如圖3中A區(qū)域所示。圖中RT、RST分別為開關管的柵極、漏極限流電阻，VD7、VD8為穩(wěn)壓二極管，其穩(wěn)壓值相同，C0為啟動儲能電容，圖中VCC為電容C0電壓，也為芯片UC3844電源電壓。

輔助電源啟動原理如下：直流輸入電壓Vdc(in)通過電阻RT為 MOS管 SW3柵極供電，當SW3柵-源極電壓大于其開通閾值電壓時，開關管SW3開通；當 SW3開通后，Vdc(in)通過電阻RST（RST<

2.1.2輸入電路

輔助電源輸入電路如圖3中B區(qū)域所示。圖中VD1和VD2為鉗位二極管，SW1和SW2為MOS管，C8、C9和C10為輸入濾波電容，RSENSE為電流檢測電阻。

2.1.3輸出電路

輔助電源輸出電路如圖3中C區(qū)域所示。圖中VD3、VD4為超快整流二極管，R1和C1構成VD3、VD4反向恢復尖峰吸收回路，C2～C5為輸出濾波電容，L1為平波電感，R2為假負載，RL為負載電阻，輸出部分采用π形濾波電路。

2.1.4反饋電路

反饋電路如圖 3中 D區(qū)域所示。電阻R3用來減小繞組尖峰電壓。VD5為高效整流二極管。為使反饋電壓VCC更平穩(wěn)，采取兩級濾波，其中R3、VD5、C6和C7為第一級濾波，主要用于減少輔助繞組產生的尖峰電壓。VD6、C11、C11和C12為第二級濾波，主要用于減少輔助電源啟動時間。

2.1.5高頻變壓器

高頻變壓器如圖3中T1所示。為實現電源輸入輸出高壓隔離，輸入繞組、輔助繞組均采用 10kV的高壓線進行繞制。為減少繞組間漏感，輸出繞組和輔助繞組采用兩線并繞方式繞制，其中輔助繞組作為反饋電路的一部分，為降低此變壓器的制作難度，輔助繞組和輸出繞組采用相同匝數。變壓器繞組示意圖如圖4所示。

圖4 高頻變壓器繞組形式Fig.4 High frequency transformer winding layout

2.2 控制電路設計

輔助電源控制電路采用峰值電流型雙環(huán)控制，即在電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)中加入峰值電流反饋控制。內環(huán)為控制芯片UC3844電流環(huán)，電壓外環(huán)采用反饋電路取樣電壓與UC3844內部基準電壓進行比較產生誤差電壓，產生的誤差電壓與一次電流檢測電阻電壓進行比較，進而調節(jié)UC3844輸出脈沖寬度，即構成電壓環(huán)。

輔助電源控制電路主要由 PWM產生電路、取樣電路、誤差補償電路、軟啟動電路、振蕩電路、電流檢測濾波電路和變壓器門極驅動電路共七部分組成，如圖5所示。其各部分的工作原理及功能如下。

2.2.1PWM產生電路

PWM產生電路如圖 5中I區(qū)域所示。圖5中UC3844是固定頻率電流模式控制器，芯片PWM輸出為上下三級管構成的圖騰結構。二極管 VD12作用：當芯片UC3844輸出低時，為驅動變壓器一次繞組提供續(xù)流回路，也可給控制芯片下三極管關斷時提供續(xù)流回路；二極管VD11作用：當芯片UC3844輸出高時，為控制芯片上三極管關斷時提供續(xù)流回路，也可防止UC3844輸出電壓過高損壞芯片。

圖5 輔助電源控制電路Fig.5 Control circuit of APS

2.2.2取樣電路

取樣電路如圖 5中 E區(qū)域所示。圖中R4、R6為電壓VCC取樣電阻，其輸入作為UC3844引腳VFB反饋輸入，構成電壓閉環(huán)，實現保持VCC電壓穩(wěn)定目的。需注意R4、R6阻值，R4、R6阻值太大，將導致輸出電壓調節(jié)比較緩慢，而R4、R6阻值太小則VCC流過該支路電流過大，導致輔助電源在設計的電壓范圍內無法啟動。電阻R5、C13作用為消除VCC電壓尖峰引起反饋電壓不穩(wěn)定。

2.2.3誤差補償電路

誤差補償電路如圖5中F區(qū)域所示。誤差補償電路由電阻R7、電容C14組成，該補償電路可提升電流控制模式下輔助電源的穩(wěn)定性。

2.2.4軟啟動電路

軟啟動電路如圖5中G區(qū)域所示。軟啟動電路由二極管VD9、VD10、電阻R8和電容C15組成。

2.2.5振蕩電路

振蕩電路如圖5中H區(qū)域所示。通過設置R9、C16大小可實現所需開關頻率，芯片 UC3844輸出PWM頻率為振蕩頻率的一半。電容C13目的為防止振蕩頻率抖動。

2.2.6電流檢測濾波電路

電流檢測濾波電路如圖 5所示 J區(qū)域。R11和C17作用為消除電流波形前沿尖脈沖引起的不穩(wěn)定性。R11和C17濾波時間常數太長，將導致空載情況下進入脈沖跳躍模式；濾波時間常數太短，有部分尖峰可能進入電流比較器導致產生不穩(wěn)定脈寬。

2.2.7變壓器門極驅動電路

變壓器門極驅動電路如圖5所示K區(qū)域。由于電源開關管SW1為浮地，不能直接驅動，文中設計了簡單、易實現的變壓器門極驅動器，滿足了電源高頻高壓驅動要求。UC3844驅動能力達1A，故其輸出直接與變壓器門極驅動器相連來驅動輔助電源上、下開關管。

3 傳統(tǒng)和改進的輔助電源電路對比分析

3.1 輔助電源高電壓寬范圍輸入的實現

傳統(tǒng)的輔助電源輸入范圍相對較窄，傳統(tǒng)輔助電源啟動電路如圖6a所示，其輸入為直流母線，輸出為電壓VCC，VCC主要用于輔助電源控制芯片啟動供電。為了實現電源在低電壓輸入時快速啟動工作，電阻RST應該設置較小，此時RST損耗較小。但在高母線電壓輸入時RST損耗較大，因此無法應用于更寬、更高電壓場合。

圖6 APS啟動電路Fig.6 Start-up circuit of APS

考慮到傳統(tǒng)輔助電源啟動電路應用于高電壓場合存在不足，設計的輔助電源啟動電路如圖 6b所示，其工作原理詳見第 2.1節(jié)啟動電路部分。通過設置電阻RT和RST不同的值（RST為 kΩ級，RT為MΩ級），可以實現輔助電源高電壓寬范圍應用場合。小阻值RST實現低電壓輸入電源快速啟動，電源啟動后，大阻值RT支路自動關閉小阻值RST支路，啟動電路損耗為RT支路損耗，相比傳統(tǒng)啟動電路損耗小，該電源啟動方案可應用到高電壓輸入場合，同時為研制高功率密度的輔助電源提供了借鑒。

3.2 輔助電源輸入輸出高壓隔離的實現

傳統(tǒng)輔助電源主要通過光耦芯片實現輸入輸出隔離，傳統(tǒng)輔助電源反饋電路如圖7a所示。圖中變壓器T1二次繞組分別為輸出繞組（上）和輔助繞組（下），輔助繞組電壓VCC是變壓器一次側控制芯片電源，輸出繞組電壓Vout通過光耦芯片PC817實現了輸出電壓反饋和輸入輸出有效隔離。但對于高達幾千伏輸入的輔助電源，現有的光耦芯片無法滿足其輸入/輸出隔離要求。此外，對于輸出電壓比較高的輔助電源，該反饋方式還存在不穩(wěn)定性因素。因為當輸出電壓一旦大于參考電壓時，反饋電路光耦輸入側電流將急劇變化，則光耦輸出側電壓快速變化，導致控制芯片輸出驅動脈沖不穩(wěn)，從而影響了電源穩(wěn)定性。

圖7 APS反饋電路Fig.7 Feedback circuit of APS

為實現輔助電源輸入/輸出高壓隔離和輔助電源其輸出電壓在不同輸入電壓、不同負載時輸出電壓穩(wěn)定目的，設計的輔助電源其反饋電路采用輔助繞組電壓反饋方法實現，設計的輔助電源反饋電路如圖7b所示。圖中輔助繞組電壓VCC既是控制芯片電源，又是控制芯片反饋輸入，該方式有效地利用了高頻變壓器T1來實現輸入/輸出高壓隔離。

為保證輔助電源在不同輸入電壓及不同負載情況下輸出電壓穩(wěn)定，需盡可能提高輸出繞組和輔助繞組兩繞組的耦合程度，采用輸出繞組和輔助繞組兩線并繞方式。此外，考慮到變壓器制作難度，輸出繞組和輔助繞組取相同匝數。設計變壓器時，注意控制變壓器漏感，以降低開關管關斷尖峰。

3.3 一次電流檢測電路

由于傳統(tǒng)輔助電源所采用開關管所能通過電流裕度比較大，變壓器一次電流檢測電路沒有考慮 RC濾波延時、控制芯片輸入輸出延時、驅動延時等。設計的輔助電源所采用的高頻高壓 MOS管電流裕度比較小，為實現開關管的有效保護，必須考慮電路中各種延時，進而給出了 MOS管關斷最大峰值電流Ipmax計算公式為

式中，Vdcmax為輔助電源最大輸入電壓；tdelay為變壓器一次側檢測電阻檢測到電壓到開關管動作完成時間；Lm為變壓器一次電感。

3.4 輔助電源驅動的改進及實現

3.4.1 驅動變壓器匝數比的改進及分析

傳統(tǒng)雙管反激輔助電源驅動一般采用簡單、易實現三繞組驅動變壓器，繞組匝數比一般為1∶1∶1，通過變壓器實現上、下管驅動信號高壓隔離。傳統(tǒng)輔助電源驅動電路如圖8a所示，圖中驅動變壓器一次繞組輸入為 PWM脈沖，二次側分別輸出兩路隔離的脈沖，分別為脈沖PWM1和脈沖PWM2。為防止驅動變壓器飽和，在變壓器一次側設置隔直電容，隔直電容可為開關管關斷提供負壓，確保開關管可靠關斷。

圖8 APS驅動電路Fig.8 Driver circuit of APS

根據開關管占空比D及輸入脈沖電壓幅值VCC，可計算驅動變壓器輸出脈沖幅值Vg為

輔助電源所采用芯片 UC3844最小工作電壓VCC約為 11V。當驅動變壓器繞組比為 1∶1∶1時，開關管以芯片輸出最大占空比Dmax工作時，開關管Vg約為 6V，此時開關管不能充分導通，導致其發(fā)熱、損耗大。

當將驅動變壓器電壓比調整到 1∶1.35∶1.35時，可將Vg升至約 8V，此時輔助電源所采用開關管MOSFET已飽和導通（MOS管柵-源電壓8～10V飽和導通）。

當開關管以最小占空比工作時，同時考慮到設計的輔助電源電壓VCC為24V，則此時Vg約為24V，超過了開關管柵-源電壓最大值，故在開關管柵-源極并10V穩(wěn)壓管來鉗位其最大電壓。此外，選擇合適的穩(wěn)壓管還可防止驅動脈沖頂端電壓跌落過大。

3.4.2驅動變壓器驅動性能改進及驗證

由于控制電路信號、驅動電路延遲和傳輸線路延遲上的差異及所驅動開關管本身差異，雙管反激輔助電源上、下開關管驅動信號往往存在不同程度的不同步現象，驅動變壓器二次側輸出及兩開關管驅動脈沖上升沿實驗波形如圖9所示，圖中PWM1和PWM2分別為上管和下管驅動波形上升沿。對比PWM1和PWM2波形知，米勒平臺后，驅動波形出現差異，時小時大，驅動脈沖差異可能造成上、下管驅動速度不能完全同步，甚至導致上、下管電壓不均。

圖9 不帶耦合電感驅動脈沖上升過程Fig.9 Pulse rise process（without coupling inductance）

為此，在驅動變壓器二次側采用K.S.等人提出的門極信號耦合電感，以確保驅動信號同步，其驅動電路示意圖如圖8b所示，耦合電感為圖中小虛框所示部分。耦合電感Lm計算公式為

式中，ΔT為兩驅動信號時間差，Ugs+、Ugs-分別為開通電壓，關斷電壓，Ugs1、Ugs2為通過耦合電感后兩個驅動電壓，Cies為開關管門極輸入電容。

不加耦合電感驅動脈沖上升沿如圖9所示，添加耦合電感驅動脈沖上升沿如圖 10所示，對比可知，帶耦合電感的驅動變壓器其驅動信號同步性明顯要好。

圖10 帶耦合電感驅動脈沖上升過程Fig.10 Pulse rise process（with coupling inductance）

4 雙管反激輔助電源損耗和效率計算

為進一步考核設計的輔助電源正確性，文中對斷續(xù)模式下輔助電源損耗及效率進行計算。

4.1 輔助電源損耗計算

輔助電源損耗（Ploss）主要包括啟動電路損耗、輸入二極管損耗、鉗位二極管損耗、輸出整流二極管損耗、開關管SW1、SW2損耗、變壓器T1損耗、控制芯片UC3844及輸出驅動損耗、假負載R2損耗等，Ploss可用式（4）進行計算。

式中，PRT為啟動電路損耗；PD0為輸入二極管VD0損耗；PD1,D2為鉗位二極管 VD1、VD2損耗；PD3,D4為輸出整流二極管VD3、VD4損耗；PSW1,SW2為MOS管 SW1、SW2損耗；PT1變壓器 T1損耗；PU,G為芯片 UC3844及輸出驅動損耗；PR2為輸出假負載R2損耗，損耗相關計算方法及公式如下。

4.1.1啟動電路損耗

啟動電路損耗包括電源啟動時損耗及電源工作時損耗。

（1）啟動損耗。電源最小啟動電壓為Vdcmin=300V，此時MOS管SW3導通，啟動損耗PRT,RST為MOS管SW3柵極支路與漏極支路損耗之和。

（2）工作損耗。輔助電源正常工作時，UC3844電壓VCC=24V，MOS管 SW3關閉。此時啟動電路工作損耗只有MOS管 SW3柵極支路，則啟動電路工作損耗為

4.1.2輸入二極管VD0損耗

輸入二極管損耗包括正向壓降損耗和正向導通損耗兩部分。

（1）輸入二極管 VD0正向壓降損耗。輔助電源最小占空比Dmin為

式中，POUT為輸出功率，Lm=6.47mH，fSW=50kHz。

峰值電流IP=0.87A，則二極管平均導通電流

二極管VD0（型號K50UF）在ID0=0.063A時，正向壓降VF_D0=4V，則二極管VD0正向壓降損耗

（2）輸入二極管 VD0正向導通損耗。輸入二極管正向導通電阻RD0=4Ω，導通電流有效值為

則二極管VD0正向導通損耗為

（3）輸入二極管VD0總損耗

4.1.3鉗位二極管VD1、VD2損耗

鉗位二極管 VD1、VD2損耗由正向壓降損耗和正向導通電阻損耗兩部分構成。

（1）鉗位二極管正向壓降損耗。假設鉗位二極管導通占空比 VD1,2=0.1，輸出電流IOUT=VOUT/RL=24/RL，n=53/4，則二極管平均電流

VD1、VD2正向壓降，則二極管VD1、VD2正向壓降損耗：

（2）鉗位二極管正向導通電阻損耗。假設鉗位二極管正向電阻RD1=RD2=3Ω，其流過的有效值電流

二極管VD1、VD2正向導通電阻損耗

（3）鉗位二極管VD1、VD2總損耗

4.1.4輸出整流二極管VD3、VD4損耗

（1）二極管VD3、VD4正向壓降功耗。整流二極管平均正向電流ID3,D4=IOUT=24/RL，正向壓降VF_D3,D4=1V，則二極管VD3、VD4正向壓降功耗

（2）二極管VD3、VD4正向電阻功耗。二極管VD3、VD4有效值電流

二極管VD3、VD4正向導通電阻RD3,D4=0.1Ω，則VD3、VD4正向電阻功耗

（3）二極管VD3、VD4總損耗

4.1.5MOS管 SW1、SW2損耗

（1）MOS管SW1、SW2開通損耗

式中，輸出電容CO≈20pF，VCO=0.5Vdc(in)。

（2）MOS管 SW1、SW2導通損耗。MOS管SW1、SW2導通電阻RDS=60Ω，則導通損耗

（3）MOS管SW1、SW2關斷損耗

（4）MOS管SW1、SW2總損耗

4.1.6變壓器T1損耗

（1）一次繞組電阻導通損耗。一次繞組電阻RT1p=0.5Ω，則一次繞組電阻導通損耗

（2）二次繞組電阻導通損耗。二次繞組電阻RT1s=0.05Ω，則二次繞組電阻導通損耗

（3）勵磁電感損耗。勵磁電感電流有效值

式中，勵磁電感等效串聯電阻（ESR）RLm=0.1Ω。

（4）變壓器T1損耗

4.1.7芯片UC3844及輸出驅動損耗

MOS管驅動方式為：芯片 UC3844+變壓器隔離驅動。芯片UC3844最大功耗PUC3844=1.25W；容性負載下，UC3844每周輸出能量最大為 5μJ，則fSW=50kHz時，芯片最大輸出驅動功率PGDT=5μ×50k=0.25W，則總的功耗為PU,G=PUC3844+PGDT=1.5W。

4.1.8輸出假負載R2損耗

輸出電壓為VOUT=24V，假負載為R2=2kΩ，則輸出假負載損耗為PR2=VOUT2/R2=0.29W

4.2 輔助電源效率計算

輔助電源效率計算公式為

式中，POUT為輔助電源輸出功率。代入4.1節(jié)相關計算結果，則式（31）可用式（32）表示。

由上式可知，不同負載和不同輸入電壓下設計的輔助電源效率如圖11所示。

圖11 雙管反激輔助電源效率Fig.11 Efficiencies of two-switch flyback APS

圖11為不同輸入電壓下雙管反激輔助電源效率示意圖，圖中曲線從下至上分別為輸入電壓300V、500V、1 000V、1 500V、2 000V和2 500V時，輔助電源效率計算結果。從圖 11中可以看出隨著輸出功率的增加，輔助電源效率穩(wěn)步增加；隨著輸入電壓的增加，輸出效率增加。因此要提高雙管反激輔助電源效率可通過提高輔助電源輸出功率實現，此外，提高輔助電源輸入電壓也可提高電源效率。雙管反激輔助電源更適合高輸入電壓場合。

5 實驗結果及分析

為了進一步驗證上述結論，設計了 300～2 500V輸入/24V輸出，額定功率為50W的雙管反激原理樣機，并進行相關實驗，原理樣機實物如圖12所示。

圖12 輔助電源樣機實物Fig.12 Entity of APS prototype

在不同輸入電壓及負載下對輔助電源樣機進行了實驗，包括高輸入電壓電源空載和低輸入電壓電源滿載兩種情況。由于篇幅有限，這里主要給出空載及滿載實驗結果。下述實驗波形中，Vdc(in)為輔助電源輸入電壓波形，VOUT為輔助電源輸出電壓波形，VSW1和VSW2分別為電源開關管上管 SW1和下管SW2源漏極電壓波形，Vgs2為SW2驅動電壓波形。

5.1 空載實驗分析

5.1.1低電壓輸入輔助電源空載實驗分析

當輸入電壓為 246V時，輔助電源空載實驗波形如圖13所示。

圖13 輸入電壓為246V時空載波形Fig.13 APS waveforms of input voltage 246V（unload）

由圖13VSW1和VSW2波形可知，低電壓輸入電源空載時，輔助電源上、下開關管漏-源極電壓基本一致，開關頻率約為 50kHz。據VSW1和VSW2開通前電壓下降很緩慢，可知輔助電源處于斷續(xù)運行模式。

5.1.2高電壓輸入輔助電源空載實驗分析

當輸入電壓為2.56kV時，輔助電源空載實驗波形如圖14所示。

圖14 輸入電壓為2.56kV時空載波形Fig.14 APS waveforms of input voltage 2.56kV (unload)

由圖14VSW1和VSW2波形可知，輔助電源開關頻率小于 50kHz，表明輔助電源進入了脈沖間歇模式，此模式下可降低開關損耗。VSW1和VSW2波形中出現振蕩（圖中fH和fL所示虛框區(qū)域）原因如下：當開關管SW1、SW2關閉時，變壓器一次電流開始對開關管輸出電容CO充電。當上、下開關管源漏極電壓滿足式（33）時，二次側二極管開始導通，此時變壓器勵磁電感Lm電壓被鉗位于nVOUT，變壓器漏感L1和開關管輸出電容CO發(fā)生高頻諧振，從而出現開關管關斷時高頻振蕩，如圖中fH橢圓形虛線區(qū)域所示，振蕩頻率如式（34）所示。

式中，n為變壓器T1繞組匝數比。

式中，L1為變壓器漏感；CO為開關管 SW1和SW2輸出電容。

當開關管SW1、SW2重新開通時，此時二次側二極管截止，則變壓器一次電感（電感L1和Lm之和）和開關管SW1和SW2輸出電容CO將以Vdc(in)/2為中心低頻振蕩，如圖中fL所示方形虛線區(qū)域，振蕩頻率如式（35）所示，此振蕩可降低開關管開通損耗。

5.1.3不同電壓輸入輔助電源空載實驗分析

不同電壓輸入時，電源空載結果如圖15所示。

圖 15a中虛線所示波形為開關管 SW2漏-源極峰值電壓，實線所示波形為輔助電源輸入電壓均值，相應的輔助電源輸出電壓如圖 15b所示。從圖 15a知，開關管SW2峰值電壓小于輸入電壓，且該差別隨著輸入電壓的升高更明顯，驗證了雙管反激拓撲更適合于高電壓輸入場合；從圖15b知，輔助電源在設計的電壓輸入范圍內，輸出電壓在 26.5～28V之間，輸出電壓紋波小于7%。

5.2 滿載實驗分析

5.2.1低電壓輸入輔助電源滿載實驗分析

輸入電壓為239V時，輸出功率為50W時，輔助電源相關波形如圖16所示。

圖16 輸入電壓239V時滿載波形Fig.16 APS waveforms of input voltage 239V (rated load)

由圖16中開關管VSW1和VSW2波形知，開關管電壓在導通時沒有振蕩，表明輔助電源在低輸入電壓滿載時工作于臨界或連續(xù)模式。

5.2.2高電壓輸入輔助電源滿載實驗分析

輸入電壓為 2.60kV，輸出功率為 50W 時，輔助電源相關波形如圖17所示。

由圖17中VSW1和VSW2波形知，輔助電源上、下開關管電壓相差比較大，其中下管電壓大于上管電壓，最大關斷電壓尖峰約為560V。

圖17 輸入電壓為2.60kV時電源滿載波形Fig.17 APS waveforms of input voltage 2.60kV (rated load)

為了進一步分析圖17所示波形，將圖17中橢圓虛框區(qū)域放大如圖18所示。

圖18 輸入電壓為2.60kV電源滿載放大波形Fig.18 APS detailed waveforms of input 2.60kV (rated load)

由圖 18中開關管電壓波形VSW1、VSW2可知，開關管開通時間、關斷時間分別約 80ns、200ns。開關管開通較快，可降低開通損耗；關斷相對較緩，可降低開關管關斷電壓尖峰。圖中驅動波形Vgs2有較快的上升和下降沿表明設計的帶耦合電感的變壓器隔離驅動器驅動性能良好，能滿載輔助電源高頻高電壓應用場合要求。

5.2.3入輔助電源滿載實驗分析

不同電壓輸入時，輔助電源滿載結果如圖 19所示。

圖19 不同輸入電壓下電源滿載波形Fig.19 Output voltage and lower tube peak voltage waveforms in different input voltages (rated load)

由圖19a知，當低電壓較小輔助電源滿載時，開關管 SW2源-漏極電壓峰值大于輸入電壓均值；隨著輸入電壓的增加，開關管SW2電壓峰值與輸入電壓差別有所減小。從圖19b可知輔助電源在設計的輸入電壓范圍內輸出電壓保持穩(wěn)定，輸出電壓維持在24.4～24.6V之間，電壓紋波僅為0.83%左右。相比電源空載，電源滿載輸出電壓穩(wěn)定性有所提高。

5.3 不同輸入電壓及負載下輔助電源分析

在不同負載下，輔助電源輸入輸出電壓進行了對比，實驗結果如圖20所示。

圖20 不同負載下輸入電壓輸出電壓對比Fig.20 Input voltage vs. output voltage in different loads

圖 20為電源空載或負載RL分別為 400Ω、200Ω、100Ω、50Ω和12.5Ω時，電源輸入/輸出電壓對比實驗結果，圖21為對應輸出電壓紋波圖。從圖21中可知，在上述幾種負載下，輔助電源輸出電壓基本保持穩(wěn)定。隨著負載的增加，輔助電源輸出電壓略微降低，輸出電壓紋波也降低；不同負載下，輔助電源輸出電壓波動小于15%，相同負載下，紋波電壓小于 8%。輕載下，輸出電壓有所偏高是因為VCC反饋參考值與穩(wěn)壓管VD8穩(wěn)壓值相同有關，輕載時，輔助電源輸出電壓VOUT升高，則反饋電壓VCC升高，但此時VCC電壓被穩(wěn)壓管鉗位，導致電源沒進一步閉環(huán)調節(jié)，因而通過提高穩(wěn)壓管VD8穩(wěn)壓值可提高輔助電源輕載下的輸出電壓穩(wěn)定性。空載或滿載情況下，輔助電源在設計的電壓輸入范圍內，輸出電壓均基本穩(wěn)定，表明通過輔助繞組電壓反饋穩(wěn)壓方法正確、可行。

圖21 不同負載下輸出電壓紋波圖Fig.21 Ripples of output voltage in different load

6 結論

高壓大功率電力電子裝置的關鍵輔助技術是高電壓寬范圍輸入的輔助電源技術，而研制具有高可靠性、較高功率密度的輔助電源具有迫切的現實需要。本文設計了一臺300～2 500V輸入，24V輸出的 DC-DC輔助電源樣機，給出了輔助電源詳細的電路設計方案，并與傳統(tǒng)的輔助電源方案進行了對比分析。此外，對輔助電源效率進行了計算，結果表明雙管反激輔助電源方案更適合高電壓輸入場合。在各種輸入電壓及負載情況下對輔助電源進行了充分實驗，輔助電源輸出電壓穩(wěn)定、紋波小，表明設計的高壓輔助電源方案正確、可行。文中設計的雙管反激輔助電源思路可為中高壓大容量電力電子變流系統(tǒng)直流母線取電的工程實現提供借鑒。

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