一種考慮系統(tǒng)非理想特性的三相電壓型PWM整流器控制參數(shù)設(shè)計(jì)方法

尹璐趙爭鳴張凱任雪桂劉昊羽

（1.北京電力經(jīng)濟(jì)技術(shù)研究院北京100055 2.電力系統(tǒng)及發(fā)電設(shè)備安全控制和仿真國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（清華大學(xué)）北京100084）

一種考慮系統(tǒng)非理想特性的三相電壓型PWM整流器控制參數(shù)設(shè)計(jì)方法

尹璐1趙爭鳴2張凱1任雪桂1劉昊羽1

（1.北京電力經(jīng)濟(jì)技術(shù)研究院北京100055 2.電力系統(tǒng)及發(fā)電設(shè)備安全控制和仿真國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（清華大學(xué)）北京100084）

針對采用電網(wǎng)電壓定向矢量控制的三相兩電平電壓型PWM整流器，按內(nèi)模控制原理對其各調(diào)節(jié)器的參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)。在此基礎(chǔ)上，對控制延遲、采樣誤差、系統(tǒng)參數(shù)偏差和模型結(jié)構(gòu)不準(zhǔn)確等非理想因素對調(diào)節(jié)器控制性能的影響進(jìn)行研究，提出考慮系統(tǒng)非理想特性條件下，基于內(nèi)模控制原理的調(diào)節(jié)器控制帶寬設(shè)計(jì)方法，并以一套由55 kW PWM整流器帶55 kW PWM逆變器-異步電機(jī)負(fù)載組成的四象限雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)為例，進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

PWM整流器內(nèi)模控制控制系統(tǒng)非理想特性并網(wǎng)控制

0　引言

三相電壓型脈寬調(diào)制（Pulse Width Modulation，PWM）整流器因具有并網(wǎng)點(diǎn)功率因數(shù)可調(diào)、電網(wǎng)電流諧波小、能量可雙向流動以及直流母線電壓可控等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于電動機(jī)調(diào)速及新能源等領(lǐng)域［1，2］。特別是隨著主動配電網(wǎng)的發(fā)展，PWM整流器作為可調(diào)負(fù)荷和分布式電源的主要并網(wǎng)拓?fù)湫问剑哂袕V闊的應(yīng)用前景。

目前，PWM整流器的并網(wǎng)控制策略仍以基于電網(wǎng)電壓定向的矢量控制（Voltage Oriented Control，VOC）為主。該控制策略采用基于電網(wǎng)電壓矢量定向的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系，實(shí)現(xiàn)了電網(wǎng)有功電流和無功電流的解耦控制。其物理意義明確，開關(guān)頻率固定，具有良好的穩(wěn)態(tài)性能［3］。針對該控制策略的電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)調(diào)節(jié)器存在多種設(shè)計(jì)方法，主要分為線性控制和非線性控制兩類［4］。線性控制方法包括PID控制以及預(yù)測控制等，其控制結(jié)構(gòu)簡單、可靠性高；非線性控制包括反饋線性化、滯環(huán)比較以及模糊控制等，這些方法通常存在結(jié)構(gòu)復(fù)雜及開關(guān)頻率不固定等不足。目前，基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的PID控制方法仍是這類調(diào)節(jié)器的主流設(shè)計(jì)方法。

在眾多PID控制參數(shù)整定方法中，內(nèi)模控制原理作為一種控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)理念，與常規(guī)的PID工程設(shè)計(jì)方法相比，具有整定參數(shù)少、物理意義明確、魯棒性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，在PI控制參數(shù)設(shè)計(jì)中具有顯著優(yōu)勢［5，6］。基于內(nèi)模控制方法整定的PID控制器僅有控制帶寬一個參數(shù)，從而避免了反復(fù)實(shí)驗(yàn)試湊的過程［7］，提高了參數(shù)整定效率。

文獻(xiàn)［8］針對過程控制中的PID參數(shù)與內(nèi)模控制的關(guān)系進(jìn)行了分析。文獻(xiàn)［9］將內(nèi)模控制方法引入異步電動機(jī)矢量控制系統(tǒng)，得到了各調(diào)節(jié)器的設(shè)計(jì)方法，但缺乏實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，并且未給出各調(diào)節(jié)器控制帶寬的選取方法。文獻(xiàn)［10，11］對內(nèi)模控制在PWM整流器中的應(yīng)用進(jìn)行了研究，但也未給出帶寬選取與系統(tǒng)性能的定量關(guān)系。

由于在實(shí)際控制中通常采用數(shù)字控制系統(tǒng)，同時在常規(guī)控制結(jié)構(gòu)中會對系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型進(jìn)行化簡，這些均導(dǎo)致控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)時使用的數(shù)學(xué)模型與實(shí)際系統(tǒng)存在差異。而基于內(nèi)模原理的PID調(diào)節(jié)器參數(shù)整定的控制效果與系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型的準(zhǔn)確度有很大關(guān)系，因此有必要對數(shù)字控制系統(tǒng)的非理想特性對控制效果產(chǎn)生的影響進(jìn)行研究和補(bǔ)償。

本文按照內(nèi)模控制原理，對PWM整流器電壓定向矢量控制中各PID調(diào)節(jié)器的控制參數(shù)進(jìn)行了設(shè)計(jì)，并深入分析了離散控制系統(tǒng)中控制延遲、采樣誤差、系統(tǒng)參數(shù)偏差和模型結(jié)構(gòu)不準(zhǔn)確等非理想因素對PID調(diào)節(jié)器的控制性能產(chǎn)生的影響。在綜合考慮系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能的情況下，提出了一種考慮系統(tǒng)非理想特性的控制帶寬選取方法。

1　考慮非理想特性的系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型

三相三線制兩電平電壓型PWM整流器的主電路拓?fù)淙鐖D1所示。為了便于分析，電網(wǎng)等效為Y聯(lián)結(jié)。圖中，Lg為電網(wǎng)側(cè)濾波電感，Rg為濾波電感中的等效電阻，Cdc為直流母線濾波電容，Rdc為直流母線的放電電阻，ea、eb、ec分別為電網(wǎng)相電壓，ira、irb、irc分別為電網(wǎng)相電流，ura、urb、urc分別為整流橋輸入端的等效相電壓，udc為直流母線電壓，irdc為由整流橋流入直流母線的直流電流，iCdc為流入母線電容的電流，iRdc為流入直流母線放電電阻的電流，iL為由直流母線流入負(fù)載的直流電流。系統(tǒng)電流和電壓正方向的定義如圖1所示。

圖1　PWM整流器主電路拓?fù)銯ig.1 The topology of a PWM Rectifier

對于三相三線制系統(tǒng)，由于系統(tǒng)不含零序分量，所以可將系統(tǒng)各變量通過Clarke變換和Park變換，變換至d-q坐標(biāo)系中，得到PWM整流器的頻域模型為

根據(jù)VOC控制理論，可得到PWM整流器的雙閉環(huán)矢量控制結(jié)構(gòu)，如圖2所示。其中，ACR為電網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器，AVR為母線電壓調(diào)節(jié)器，D（s）為由于數(shù)字系統(tǒng)的PWM產(chǎn)生環(huán)節(jié)造成的一差拍控制延遲，*表示對應(yīng)變量的設(shè)定值，Pref為整流橋的輸入功率，PL為負(fù)荷側(cè)的消耗功率，PCdc為直流母線電容和放電電阻上消耗的功率，為負(fù)載電流的前饋值。由于PWM重裝載機(jī)制，在連續(xù)域中可近似采用一個1.5倍控制周期的慣性環(huán)節(jié)代替。假設(shè)系統(tǒng)控制周期為Ts，則

圖2　PWM整流器閉環(huán)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.2 The block diagram of control system

2　調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)

2.1電網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)

根據(jù)先內(nèi)環(huán)后外環(huán)的設(shè)計(jì)原則，首先設(shè)計(jì)電網(wǎng)電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器的控制參數(shù)。根據(jù)對角線內(nèi)模控制器（Diagonalinternal Model Control，DIMC）的設(shè)計(jì)方法［12］，首先將交叉耦合項(xiàng)和電網(wǎng)電壓視為外部擾動，在考慮控制延遲的情況下，PWM整流器的電流模型開環(huán)傳遞函數(shù)為

式中下標(biāo)x表示d、q軸。設(shè)計(jì)電流內(nèi)環(huán)的低通濾波器為

式中λIr為濾波器的截止頻率，即電網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器控制帶寬。可得到電網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器的開環(huán)傳遞函數(shù)為

式中上標(biāo)^表示對應(yīng)參數(shù)的估計(jì)值。可看到，按照內(nèi)模控制原理，電流調(diào)節(jié)器被設(shè)計(jì)為一個典型的PID控制環(huán)節(jié)。當(dāng)開關(guān)頻率足夠高時，微分項(xiàng)很小，可忽略，則調(diào)節(jié)器變?yōu)橐粋€典型的PI調(diào)節(jié)器。

2.2母線電壓調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)

在設(shè)計(jì)母線電壓外環(huán)時，假設(shè)電網(wǎng)電流內(nèi)環(huán)控制準(zhǔn)確，即認(rèn)為電流內(nèi)環(huán)為一階低通濾波器。因此，可得到由電流參考值到直流母線電壓的系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為

從式（7）可看出，這是一個典型的非線性控制系統(tǒng)，其中urd和urq為電流調(diào)節(jié)器的輸出，導(dǎo)致系統(tǒng)中含有輸入量和輸出量的平方項(xiàng)。為了設(shè)計(jì)線性控制系統(tǒng)，需要將式（7）近似線性化，而后再利用內(nèi)模控制原理設(shè)計(jì)電壓調(diào)節(jié)器。為此，對電壓調(diào)節(jié)器作如下假設(shè)：

1）為了系統(tǒng)穩(wěn)定，通過控制算法和母線電容的設(shè)計(jì)，母線電壓的波動幅度較小，因此在計(jì)算由整流橋輸入至直流母線的直流電流時，可假設(shè)母線電壓保持額定值udcN不變。

2）在母線電壓環(huán)的控制帶寬較低的情況下，電壓環(huán)控制中可認(rèn)為電網(wǎng)電流已趨于穩(wěn)定，因此不考慮電感中的能量變化，整流橋的輸入功率就是電網(wǎng)的輸出功率，所以將整流橋的輸入電壓替換為電網(wǎng)電壓，即

3）為了盡量減小系統(tǒng)損耗，直流母線的放電電阻通常會選擇較大的值，因此該一階慣性環(huán)節(jié)近似為積分環(huán)節(jié)。

根據(jù)上述線性化方法，可得到線性化后的系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為

設(shè)計(jì)母線電壓外環(huán)的低通濾波器為

式中λV為母線電壓調(diào)節(jié)器控制帶寬。根據(jù)內(nèi)模控制原理，可得到母線電壓調(diào)節(jié)器的開環(huán)傳遞函數(shù)為

可看到，母線電壓調(diào)節(jié)器被設(shè)計(jì)為典型的PID調(diào)節(jié)器。由于在調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)時認(rèn)為電網(wǎng)電流的調(diào)節(jié)速度遠(yuǎn)大于母線電壓的調(diào)節(jié)速度，因此在控制帶寬設(shè)計(jì)時需滿足λIr?λV，即調(diào)節(jié)器微分項(xiàng)近似為0，可簡化為PI調(diào)節(jié)器。

3　考慮系統(tǒng)非理想特性的PID調(diào)節(jié)器控制帶寬選取方法

以一套由55 kW PWM整流器帶55 kW PWM逆變器-異步電動機(jī)負(fù)載組成的四象限變頻調(diào)速系統(tǒng)為例，說明PWM整流器控制系統(tǒng)中各調(diào)節(jié)器控制帶寬的選取方法。實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)主電路結(jié)構(gòu)如圖3所示，異步電動機(jī)額定功率為55 kW，由6RA70控制的直流發(fā)電機(jī)作為其負(fù)載。異步電動機(jī)采用基于轉(zhuǎn)子磁鏈定向的矢量控制，各調(diào)節(jié)器均采用常規(guī)的PI控制器。當(dāng)異步電動機(jī)在額定負(fù)載條件下，轉(zhuǎn)速指令由1 200 r/min階躍至1 500 r/min時，電動機(jī)動態(tài)響應(yīng)的實(shí)驗(yàn)波形如圖4所示。

圖3　四象限變頻調(diào)速實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)主電路結(jié)構(gòu)圖Fig.3 Configuration of a PWM rectifier-inverter experimental system

圖4　異步電動機(jī)轉(zhuǎn)速階躍響應(yīng)實(shí)驗(yàn)波形Fig.4 Experiment results of themotor speed step response

由于本文僅驗(yàn)證所提出的并網(wǎng)整流器控制參數(shù)設(shè)計(jì)方法，因此此處僅列出了PWM整流器的主電路參數(shù)，如表1所示。

表1　PWM整流器主電路參數(shù)Tab.1 The parameters of the PWM rectifier

3.1電網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器

根據(jù)內(nèi)模控制原理，在理想條件下，系統(tǒng)電流環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為低通濾波器LIr（s），因此控制帶寬取值越大，系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)效果越好。但在實(shí)際控制系統(tǒng)中，微分環(huán)節(jié)的存在會使系統(tǒng)對采樣誤差非常敏感，因此為了保證良好的穩(wěn)態(tài)效果，通常采用在微分環(huán)節(jié)中加入一個一階慣性環(huán)節(jié)的不完全微分算法以改善系統(tǒng)的抗干擾性能，或忽略微分項(xiàng)。同時，在離散控制系統(tǒng)中微分環(huán)節(jié)由后向差分實(shí)現(xiàn)，即使采用完全微分也無法精確實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)。所以，為了減小系統(tǒng)延遲和系統(tǒng)參數(shù)誤差等對控制效果的影響，調(diào)節(jié)器控制帶寬的選擇不能過大，需要控制在一個合理范圍內(nèi)。

根據(jù)控制方程和系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型可得到電網(wǎng)電流內(nèi)環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為

在開關(guān)頻率為6.4 kHz時，控制帶寬由100 Hz增加至1 000 Hz，忽略調(diào)節(jié)器的微分項(xiàng)，電網(wǎng)電流相對于其參考值的頻率響應(yīng)特性如圖5所示。當(dāng)控制帶寬大于400 Hz后，系統(tǒng)閉環(huán)幅頻特性曲線存在大于0的區(qū)域，這意味著此時系統(tǒng)對階躍響應(yīng)存在超調(diào)。當(dāng)開關(guān)頻率降至3.2 kHz，在其他條件相同的情況下，電網(wǎng)電流相對于其參考值的頻率響應(yīng)特性如圖6所示。可以看到，隨著開關(guān)頻率的降低，系統(tǒng)控制延遲增加，相同控制帶寬下系統(tǒng)超調(diào)更加明顯。為了抑制控制延遲對系統(tǒng)超調(diào)的影響，當(dāng)開關(guān)頻率為6.4 kHz時，電網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器控制帶寬應(yīng)設(shè)置在400 Hz左右；當(dāng)開關(guān)頻率為3.2 kHz時，應(yīng)設(shè)置在200 Hz左右。

圖5　開關(guān)頻率6.4 kHz條件下電網(wǎng)電流相對于其參考值的頻率響應(yīng)特性Fig.5 Bode plot ofunder 6.4 kHz switching frequency

圖6　開關(guān)頻率3.2 kHz條件下電網(wǎng)電流相對于其參考值的頻率響應(yīng)特性Fig.6 Bode plot ofunder 3.2 kHz switching frequency

而對于交叉解耦項(xiàng)，同樣由于控制延遲的影響，即使參數(shù)準(zhǔn)確，交叉解耦項(xiàng)在動態(tài)過程中也不能完全消除d、q軸之間的耦合，其耦合關(guān)系為

為了保證系統(tǒng)良好的解耦效果，電流環(huán)的控制帶寬應(yīng)小于式（12）的轉(zhuǎn)折頻率，即

當(dāng)開關(guān)頻率為6.4 kHz時，控制帶寬應(yīng)小于4 267 rad/s，即679 Hz。

當(dāng)開關(guān)頻率為6.4 kHz時，該55 kW系統(tǒng)在不同控制帶寬下，電網(wǎng)電流d軸分量的動態(tài)響應(yīng)仿真波形如圖7所示。由圖7a和圖7b可看出，由于內(nèi)模控制中帶入了系統(tǒng)模型，所以實(shí)際濾波電感參數(shù)的變化對控制效果影響不大。但當(dāng)控制帶寬過高時（如圖7d中的控制帶寬為600 Hz），由于控制延遲的影響，電流超調(diào)明顯增大。當(dāng)控制帶寬較低時（如圖7c中的控制帶寬為300 Hz），電流的動態(tài)響應(yīng)速度變慢，超調(diào)明顯減小。當(dāng)開關(guān)頻率為3.2 kHz時，在不同控制帶寬下，電網(wǎng)電流d軸分量的動態(tài)響應(yīng)仿真波形如圖8所示。與理論分析相同，由于控制延遲的增加，此時如果控制帶寬仍設(shè)計(jì)為400 Hz，則會出現(xiàn)嚴(yán)重超調(diào)。

圖7　開關(guān)頻率6.4 kHz條件下電流環(huán)階躍響應(yīng)仿真波形Fig.7 The dynamic performance of current loop under 6.4 kHz switching frequency

圖8　開關(guān)頻率3.2 kHz條件下電流環(huán)階躍響應(yīng)仿真波形Fig.8 The dynamic performance of current loop under 3.2 kHz switching frequency

當(dāng)開關(guān)頻率為6.4 kHz，電網(wǎng)d軸電流參考值階躍時，按照仿真設(shè)定電流調(diào)節(jié)器參數(shù)，系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)波形如圖9所示。與仿真結(jié)果基本相同，在400 Hz時電流波形存在一定的超調(diào)。針對2 mH濾波電感，仿真和實(shí)驗(yàn)中電流的上升時間如表2所示。根據(jù)控制理論，對于一階系統(tǒng)，當(dāng)輸入為階躍指令時，系統(tǒng)響應(yīng)由10%上升至90%的時間τ和控制帶寬λ的關(guān)系為

可看出，仿真結(jié)果、理論值和實(shí)驗(yàn)結(jié)果基本相同。

圖9　開關(guān)頻率6.4 kHz條件下電流環(huán)階躍響應(yīng)實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental results of the dynamic performance of current loop under 6.4 kHz switching frequency

表2　電流環(huán)階躍響應(yīng)仿真與實(shí)驗(yàn)比較Tab.2 Simulation and experimental resultscomparisonof the dynamic performanceof current loop

3.2母線電壓調(diào)節(jié)器

在選擇母線電壓調(diào)節(jié)器控制帶寬時，需要考慮電網(wǎng)電流變化過程中電感儲能的變化。為了將系統(tǒng)線性化，采用小信號分析的方法可得到母線電壓外環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為

式中：Ird為系統(tǒng)穩(wěn)定工作點(diǎn)的電網(wǎng)電流，A；和分別為母線電壓實(shí)際值和參考值的變化量，V。

同樣以本節(jié)的實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)為例，開關(guān)頻率為6.4 kHz，當(dāng)母線電壓調(diào)節(jié)器控制帶寬由10 Hz增加至50 Hz時，不同穩(wěn)定工作點(diǎn)的情況下母線電壓相對于其參考值的閉環(huán)頻率響應(yīng)特性分別如圖10和圖11所示。

當(dāng)穩(wěn)態(tài)輸入功率為0時，相當(dāng)于不考慮電感中能量變化帶來的影響，如圖10所示，此時系統(tǒng)最大增益基本相同，僅是最大增益出現(xiàn)的頻率隨控制帶寬增加而增加。同時系統(tǒng)穩(wěn)定裕量隨帶寬增加而減小，這是由于在電壓外環(huán)調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)時假設(shè)系統(tǒng)電流內(nèi)環(huán)已進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，而母線電壓的控制帶寬越小，該假設(shè)越準(zhǔn)確。取系統(tǒng)實(shí)際的外環(huán)轉(zhuǎn)折頻率為內(nèi)環(huán)的1/5，在開關(guān)頻率為6.4 kHz時，母線電壓調(diào)節(jié)器的控制帶寬可取為20～30 Hz。

圖10　穩(wěn)態(tài)輸入功率為0條件下母線電壓相對于其參考值的頻率響應(yīng)特性Fig.10 Bode plot ofwhen the steady-state input power is 0

當(dāng)穩(wěn)態(tài)輸入功率為額定值時，此時電感中能量變化帶來的影響最嚴(yán)重，由于此時的系統(tǒng)模型與內(nèi)模設(shè)計(jì)時相比已發(fā)生了變化，因此系統(tǒng)閉環(huán)頻率特性也與設(shè)計(jì)的低通濾波器不盡相同。從圖11中可看到，當(dāng)控制帶寬大于30 Hz后，閉環(huán)系統(tǒng)轉(zhuǎn)折頻率處的增益明顯增加，這意味著電壓環(huán)的超調(diào)增加，同時會放大該頻段采樣誤差對系統(tǒng)的影響。

圖11　穩(wěn)態(tài)輸入功率為額定值條件下母線電壓相對于其參考值的頻率響應(yīng)特性Fig.11 Bode plot ofunder rated steady-state input power

當(dāng)異步電動機(jī)以額定負(fù)載轉(zhuǎn)矩、額定轉(zhuǎn)速運(yùn)行時，電網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器控制帶寬為400 Hz，母線電壓調(diào)節(jié)器控制帶寬與電網(wǎng)電流穩(wěn)態(tài)THD的實(shí)驗(yàn)關(guān)系如表3所示。可看到，由于采樣誤差和系統(tǒng)模型理想化的影響，當(dāng)母線電壓環(huán)控制帶寬較高時，會引起電流諧波含量上升。在同樣條件下，母線電壓參考值由650 V階躍至700 V，電壓的理論上升時間和實(shí)際上升時間如表4所示，由于實(shí)際系統(tǒng)的限制，母線電壓的動態(tài)跟隨性能不能隨帶寬升高而無限提升。因此綜合考慮系統(tǒng)的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能，可選擇電壓調(diào)節(jié)器控制帶寬為20 Hz。

表3　母線電壓調(diào)節(jié)器控制帶寬與電流諧波畸變率對比Tab.3 The relationship between the bandwidth of DC-link voltage loop and current THD

表4　母線電壓外環(huán)階躍響應(yīng)理論與實(shí)驗(yàn)值比較Tab.4 The comparison between the theoretical and actualdynamic performance of DC-link voltage loop

在上述調(diào)節(jié)器參數(shù)的控制下，55 kW電動機(jī)在額定負(fù)載條件下，轉(zhuǎn)速指令由1 200 r/min階躍至1 500 r/min時，電網(wǎng)電流和母線電壓的動態(tài)響應(yīng)實(shí)驗(yàn)波形如圖12所示。

圖12　PWM整流器負(fù)載突變的動態(tài)響應(yīng)實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Experimental results with the load torque steps

4　結(jié)論

本文在分析了PWM整流器數(shù)學(xué)模型的基礎(chǔ)上，根據(jù)內(nèi)模控制原理，設(shè)計(jì)了矢量控制結(jié)構(gòu)中各PID調(diào)節(jié)器。重點(diǎn)研究了控制延遲、采樣誤差、系統(tǒng)參數(shù)偏差和模型結(jié)構(gòu)不準(zhǔn)確等非理想因素對系統(tǒng)控制性能產(chǎn)生的影響，提出了一種考慮系統(tǒng)非理想特性的調(diào)節(jié)器控制帶寬設(shè)計(jì)方法，減小了系統(tǒng)非理想特性對控制性能的不良影響，在保證系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能的前提下最大限度的提升了動態(tài)響應(yīng)速度。

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A Regulator Design M ethod for Three-phase Voltage-source PWM Rectifiers Considering the Non-ideal Characters of the Control System

Yin Lu1Zhao Zhengming2Zhang Kai1Ren Xuegui1Liu Haoyu1
（1.Beijing Electric Power Economic Research Institute Beijing 100055 China 2.State Key Lab of Control and Simulation of Power Systems and Generation Equipments Tsinghua University Beijing 100084 China）

This paper presents a regulator designmethod based on the internalmodel control for three-phase voltage-source PWM rectifiers，which are controlled by voltage oriented vector control.Meanwhile，this paper analyzes the influence of the non-ideal characteristics of the control system，including control delay，sampling error，system parameter mismatch，model structure in accurateness，etc.，on the performance of regulators. Then，a bandwidth design method considering the non-ideal characteristics of the system is proposed，which is verified by simulation and experiment in a 55 kW induction motor driven by a 55 kW rectifier-inverter fourquadrant double PWM frequency control system.

PWM rectifier，internalmodel control，the non-ideal characters of the control system，gridconnected control

TM461.5

尹璐男，1985年生，博士，工程師，研究方向?yàn)橹鲃优潆娋W(wǎng)規(guī)劃與技術(shù)應(yīng)用。（通信作者）

趙爭鳴男，1959年生，博士，教授，研究方向?yàn)樘柲芄夥l(fā)電、電力電子與電機(jī)集成系統(tǒng)。

國家高技術(shù)研究發(fā)展（863）計(jì)劃（2014AA051901）資助項(xiàng)目。

2015-05-29改稿日期2015-10-10