A Bandgap Reference with High Temperature Performance*

HE Wei，FENG Quanyuan

(Institute of Microelectronics，Southwest Jiaotong University，Chengdu 610031，China)

A Bandgap Reference with High Temperature Performance*

HE Wei，FENG Quanyuan*

(Institute of Microelectronics，Southwest Jiaotong University，Chengdu 610031，China)

A bandgap voltage reference with low temperature-drift was proposed based on OKI 0．5 μm BiCMOS process．The voltage-mode output stage of traditional reference was improved and a mixed-mode output stage which comprised both voltage and current modes was introduced．Thus the flexibility of temperature compensation was improved．Meanwhile a high-precision curvature correction circuit based on piecewise linear compensation technology was designed to trim the high-order temperature components of the reference voltage．Simulation using HSPICE software showed that，the output reference voltage was 1．2156 V under the 5 V power supply and its temperature coefficient was 0．43×10－6/℃at the range of－40℃～125℃．The power supply rejection ratio(PSRR)was lower than－83 dB at low frequency．Line regulation in the supply range of 3．8 V～10 V was 9．2 μV/V．

bandgap reference;mixed-mode;curvature correction;low temperature-drift

在電源管理芯片中，誤差放大器、振蕩器、電流檢測電路等模塊的參考電壓均由帶隙基準源提供，基準源的精度直接關系到芯片的性能［1］。電子產品正向著高速、高精度、高可靠性的方向發展，作為電子系統的核心組成部分，電源的設計顯得尤為關鍵。這同時也對基準源的精度提出了更高的要求［2］。本文提出了一種采用混合模式輸出級的帶隙基準源，并設計了一種高精度的曲率校正電路，以提高基準源溫度補償的靈活性和輸出電壓的精度。

圖1　典型的電壓模式輸出級的基準電路

1　帶隙基準源及曲率校正基本原理

1．1帶隙基準源原理

圖1所示為典型的電壓模式輸出級的帶隙基準源的電路原理圖。運算放大器A1以VX和VY為輸入，驅動電阻R1和R2的上端，由運放的“虛短”原理可知X點和Y點被箝制在相同的電位。故晶體管Q1和Q2的集電極電流相等。Q1、Q2的基極－發射極電壓的差值為:

式中，VT=kT/q，k為玻爾茲曼常數，q為電子電荷量，IC為晶體管集電極電流，IS為飽和電流。

Q2、Q1的發射結面積之比為N:1，故IS2/IS1= N，可得到:

電阻R3上的壓降即為ΔVBE，由此可得基準源的輸出電壓為:

式中，VBE2為負溫度系數(CTAT)，VT為正溫度系數(PTAT)，選擇合適的電阻比例就可以使正負溫度系數相抵消，得到無溫度系數的基準電壓。

圖1所示電路采用的是基準源電路中最常見的電壓模式輸出級，其簡化結構如圖2(a)所示。

圖2　輸出級結構

電壓模式的實現方法具有電路結構簡單的優點。但是一般不能有效地對基準電壓進行mV級甚至是μV級的高階溫度系數補償，不能適應高精度的應用需求。針對這種情況，本文對傳統基準源進行了改進，通過對電流模式和電壓模式進行適當的組合，形成了如圖2(b)所示的混合模式輸出級。改進后基準源的溫度補償具有更強的靈活性和更高的精度。采用混合模式輸出級的基準電壓可表示為:

式中，IPTAT和INL分別表示PTAT特性的和非線性溫度特性的電流。

2．2曲率校正原理

由式(3)可知，典型的帶隙基準源僅對VBE的一階分量進行了補償。但晶體管的基極－發射極電壓VBE與溫度并不是線性相關，根據參考文獻［3］可知:

式中，VBG0是溫度為0 K時的帶隙電壓，T是絕對溫度，T0是參考溫度，VBE0是在溫度為T0時的發射結電壓，η是與工藝有關且與溫度無關的常數，α是與集電極電流IC的溫度特性相關的常數，VT是熱電壓。將式(5)按泰勒級數展開:

式中，a0～an為常數。可見，VBE對于溫度泰勒級數展開的一階分量已經抵消，但高階分量并沒有消除。要進一步降低基準的溫度系數就要對VBE中的非線性項進行補償，這就需要引入曲率校正電路。

實現這種補償的方法之一是在一階補償的基礎上，增加分段線性(PWL)的PTAT和CTAT分量。

圖3示出了典型的采用分段線性補償技術進行曲率校正的帶隙基準源的溫度特性。在低溫段，與溫度成反比的補償分量(VCTAT)逐漸減小;在高溫段，與溫度成正比的補償分量(VPTAT)逐漸增大，抵消VBE不斷增大的負溫度特性。

圖3　帶隙基準源的分段線性校正

2　基于分段線性補償的混合模式帶隙基準源

本文提出的基準源采用混合模式輸出級，以便于利用分段線性補償技術對基準源進行精確的曲率校正，預穩壓的引入使基準源的溫度特性和電源抑制能力進一步優化。整個電路主要分為3部分:預穩壓電路、曲率校正電流產生電路、帶隙基準核心電路。

2．1預穩壓電路

預穩壓電路主要用于為其他模塊提供具有一定溫度穩定性和電源抑制能力的供電電壓［4］，同時為曲率校正電流產生電路提供PTAT電流。

預穩壓電路如圖4左半部分所示，圖中M1、M4、M6構成啟動電路，使系統擺脫零電流點，進入正常工作狀態。電容C1為頻率補償電容，保證環路的穩定性，預穩壓后電源經PMOS管M5輸出。結合式(1)～式(2)可以得到流經R1的PTAT電流為:

圖4　預穩壓電路及曲率校正電流產生電路

因此預穩壓電路的輸出電壓VPRE可表示為:

式中，N為晶體管Q2與Q1的發射結面積比。從上式可以看出，預穩壓的輸出電壓經過了一階溫度補償，因此帶隙基準核心電路的供電具有較小的溫度系數。加入預穩壓電路后基準源的電源抑制比(PSRR)可表示為［5］:

式中，PSRRPRE是預穩壓電路的電源抑制比，PSRRREF是帶隙基準核心電路的電源抑制比。由此可見，經預穩壓后，基準源的供電具有更低的溫度系數和更高的電源抑制能力，使得基準源的輸出更加穩定。

2．2曲率校正電流產生電路

曲率校正電流產生電路如圖4右半部分所示，該部分電路由5路分段線性電流產生電路構成。分段線性電流產生電路分為低溫段和高溫段兩種，如圖5所示，其產生的分段線性補償電流分別為IPWL1和IPWL2兩種。

圖5　分段線性補償電流示意圖

本文采用正、負溫度系數電流相減的方法獲得分段線性電流，產生的電流IPWL可表示為:

式中，k1～k4為電流鏡的比例。

圖4中，M7、M13～M15、M20～M21、M24～M25、M28～M29提供正溫度系數的電流，Q5～Q6和R4構成第1個負溫度系數電流源，產生的電流為:

式中，IS5為飽和電流。將式(11)對溫度求導，可以得到電流ICTAT1的溫度系數為:

忽略電阻的溫度系數，在室溫附近，VBE/T的值約為－1．5 mV/K，因此，ICTAT1/T＜0。

將式(11)代入式(10)得:

令式(13)等于零，又VT=kT/q，可得:

由上式可知，通過調整CTAT電流源中電阻R4的阻值以及電流鏡比例等參數可以實現對分段線性電流過零點TL和TH的調節。Q7～Q14和R5～R8構成其余4個負溫度系數電流源，其原理與上述電路一致。

在低溫段，Q9、Q10和R6構成的CTAT電流源產生的電流ICTAT3大于M21提供的正溫度系數電流ID21，根據KCL可知M22上有電流流過，M23上鏡像得負溫度系數的補償電流ICOMP3。隨著溫度的升高，ICTAT3逐漸減小，ID21逐漸增大，ID22隨之減小，M22與M23開始進入線性區并最終截止，補償電流ICOMP3降至0。由Q11～Q14、M24～M31和R7～R8構成的另外兩路低溫段補償電流產生電路的原理與上述一致。

在高溫段，Q5、Q6和R4構成的CTAT電流源產生的電流ICTAT1經M8、M9按比例鏡像后得到負溫度系數的電流ID9。剛開始時，ICTAT1較大，假設M9工作在飽和區，則此時ID9大于M13提供的正溫度系數電流ID13，這違背了KCL，所以此時M9必然工作在線性區，M10、M11因柵－源電壓VGS過小而關斷，補償電流為0。隨著溫度的升高，ID13逐漸增大，ICTAT1逐漸減小，ID9隨之減小，ID13開始大于ID9，隨著電流的增大M10、M11由截止區進入線性區并最終達到飽和，M11鏡像得正溫度系數的補償電流ICOMP1。由Q7～Q8、M15～M19和R5構成的另一路高溫段補償電流產生電路的原理與上述一致。

該部分電路產生的5路曲率校正電流匯聚成補償電流ICOMP，分別在高、低溫段注入帶隙基準核心電路中的電阻R13，實現分段線性補償。

2．3帶隙基準核心電路

帶隙基準核心電路采用文獻［6］提出的基本架構，電路如圖6所示。由于預穩壓電路的輸出VPRE和Q15、M32的箝位作用，基準核心部分的供電下降到低壓器件的耐壓范圍內，且供電電壓的溫度系數和電源波動更小［7］。R10～R13和Q20～Q21構成了帶隙基準電路的核心部分，Q22～Q23和M33～M34構成的差分運放將圖6中A、B兩點箝制在相同的電位。R13的引入使基準源由傳統的電壓模式輸出級轉變為混合模式輸出級，基準輸出電壓的曲率校正也由此實現。

Q21和Q20的發射結面積之比為N，由式(1)～式(4)可得基準源的輸出電壓為:

圖6　帶隙基準核心電路

3　仿真結果與分析

采用HSPICE軟件在OKI 0．5 μm BiCMOS工藝下對提出的電路進行仿真。圖7所示為25℃，TT工藝角下，供電電壓VDD在3．8 V～10 V變化時，基準電壓線性調整率仿真結果。

圖7　基準源的線性調整率

仿真表明，當供電電壓在3．8 V～10 V變化時，VREF的變化量約為57 μV，線性調整率約為9．2 μV/V。

圖8是VDD為5 V，在SS、TT、FF三種工藝角下，基準源的電源抑制比(PSRR)仿真結果，低頻時電路的PSRR低于－83 dB，具有較高的電源波動抑制能力。

圖8　基準源的電源抑制能力

圖9所示是VDD為5 V時，在－40℃～125℃溫度范圍內，曲率校正電流ICOMP隨溫度變化的仿真曲線。

圖9　曲率校正電流的溫度特性

圖10和圖11分別是曲率校正前和曲率校正后基準源的溫度特性仿真結果。

仿真表明，VDD為5 V時，在－40℃～125℃溫度范圍內，曲率校正前，基準源輸出電壓的溫漂為3.123mV，溫度系數約為15．58×10－6/℃;曲率校正后，基準源輸出電壓的溫漂為86 μV，溫度系數約為0．43×10－6/℃。曲率校正的引入使基準源的溫度系數大幅下降。

圖10　曲率校正前基準源的溫度特性

圖11　曲率校正后基準源的溫度特性

表1　帶隙基準源性能比較

表1為設計的基準源與文獻［1，9］的性能比較結果，基準源的溫度特性和電源抑制能力明顯優于文獻［1，9］。

4　結束語

為了適應電源管理芯片精度不斷提高的發展趨勢，設計了一種混合模式輸出級的帶隙基準源，并采用了預穩壓技術和基于分段線性補償的曲率校正技術，使得基準的電源抑制能力和溫度性能有了大幅改善。仿真結果表明，在－40℃～125℃溫度范圍內，基準電壓的溫度系數僅為0．43×10－6/℃，低頻時電路電源抑制比低于－83 dB。電源電壓在3．8 V～10 V變化時，基準源的線性調整率為9．2 μV/V。設計的曲率校正電路實現方式簡單、調節方便，可移植性強。

［1］王宇星，朱波．一種用于PWM控制Buck型DC-DC變換器的帶隙基準源［J］．電子器件，2013，36(2):252－255．

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［3］徐偉，馮全源．一種帶曲率補償的基準及過溫保護電路［J］．電子技術應用，2008(8):69－74．

［4］林杰．高精度、低噪聲LDO線性調整器的設計［D］．電子科技大學，2009．

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［6］單英艷．高亮LED驅動電路的設計研究［D］．西安:西安電子科技大學，2009．

［7］唐宇，馮全源．一種適用于高壓電源管理的無輸出電容自基準低壓差線性穩壓器［J］．電子器件，2014，37(1):26－29．

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賀煒(1988－)，男，漢族，四川省內江市人，碩士研究生，研究方向為模擬集成電路設計，hewei@my．swjtu．edu．cn;

馮全源(1963－)，男，漢族，江西景德鎮人，博士，教授，博士生導師，主要從事方向為集成電路設計、RFID技術、功率半導體技術、電磁兼容與環境電磁學、微波器件及材料等，fengquanyuan@163．com。

EEACC:257010．3969/j．issn．1005－9490．2015．01．005

一種高溫度性能的帶隙基準源*

賀煒，馮全源*
(西南交通大學微電子研究所，成都610031)

基于OKI 0．5 μm BiCMOS工藝，設計了一種低溫漂的帶隙基準電壓源。對傳統基準源的電壓模式輸出級進行了改進，使之形成同時包含電壓模式和電流模式的混合模式輸出級，提高了溫度補償的靈活性。同時設計了一種基于分段線性補償技術的高精度曲率校正電路，精確地對基準電壓的高階溫度分量進行修調。HSPICE仿真結果表明，在5 V的電源電壓下，基準輸出電壓為1．215 6 V，在－40℃～125℃溫度范圍內，基準電壓的溫度系數為0．43×10－6/℃，低頻時電路電源抑制比低于－83 dB。電源電壓在3．8 V～10 V范圍內變化時，基準源的線性調整率為9．2 μV/V。

帶隙基準;混合模式;曲率校正;低溫漂

TN433

A文獻標識碼:1005－9490(2015)01－0018－05

2014－03－19修改日期:2014－04－01

項目來源:國家自然科學基金項目(61271090);國家“863”計劃項目(2012AA012305)