分布式輸入串聯輸出并聯逆變器系統的 復合式控制策略

方天治　王　健　阮新波

分布式輸入串聯輸出并聯逆變器系統的 復合式控制策略

方天治王健阮新波

（南京航空航天大學江蘇省新能源發電與電能變換重點實驗室 南京 210016）

輸入串聯輸出并聯逆變器系統適于高壓直流輸入、大電流交流輸出的應用場合。為實現該系統的控制目標——輸入均壓和輸出均流，提出了復合式控制的兩種具體實現方案——輸入均壓/輸出電感電流同相位控制和輸入均壓/輸出電感電流同幅值控制。為實現系統的完全模塊化，提出了一種新的分布式架構，各模塊間僅通過輸出電壓基準同步母線、輸入均壓母線和平均電流母線進行相互通信。研制了樣機，仿真和實驗結果驗證了所提方案的正確性與有效性。

輸入串聯輸出并聯 逆變器 分布式 復合式控制 輸入均壓 輸出均流

0　引言

電力電子技術近30年來得到了越來越廣泛的應用，包括在高壓直流輸入的場合。例如城市軌道交通車輛的受流器從架空接觸網或第三軌接收直流電壓，其供電電網有750V和1 500V兩種直流體制，對應的電壓允許變化范圍分別為500～900V和1 000～1 800V［1］；船舶供電系統中電源電壓有的采用直流850～1 250V［2］；高速電氣鐵路中直流母線電壓高達2 160～2 600V［3］，有的場合甚至可能更高。如此高的輸入電壓幅值，對上述電氣系統中的逆變電源器件的選取提出了挑戰。

將多個標準化模塊進行串聯/并聯，可靈活地得到適應需求的功率變換系統［4-8］。其中，輸入串聯型逆變器系統（輸出可串聯或并聯）非常適于上述城市軌道交通、船舶和高速電氣鐵路等電氣系統中的逆變電源，其優點如下：降低了單模塊開關器件的電壓應力，便于選擇合適的開關器件；降低了單模塊的功率等級，大大縮短研發周期并且易于模塊化［9-14］。

輸入串聯輸出并聯（Input-Series-Output-Parallel，ISOP）逆變器系統［11-14］特別適于高壓直流輸入、大電流交流輸出的應用場合，該系統的關鍵問題是保證各模塊輸入均壓（Input Voltage Sharing，IVS）和輸出均流（Output Current Sharing，OCS）。由于ISOP逆變器系統輸出是交流量，故應控制各模塊輸出電流幅值及相位均相等，有功功率和無功功率均達到均衡，才能實現輸出均流。針對該系統，文獻［12-14］提出了三環（輸入均壓環、輸出電壓環、各模塊電流內環）控制方案。其中，文獻［12，14］所提方案為集中式控制，而文獻［13］所提方案僅對系統輸入端的均壓調節實現其自動主從式控制。這些方案沒有實現輸入輸出端的全面分布式控制和完全模塊化。

本文針對ISOP逆變器系統，首先闡述其復合式控制思想，即在控制輸入均壓的同時保持各模塊輸出電感電流相位或幅值相同，以實現輸入輸出功率平衡。進一步地，在采用輸入均壓環的同時引入乘法器或等幅值移相單元，最終實現輸入均壓和輸出均流。此外，本文還提出一種分布式架構，各模塊均有一套獨立的控制電路，模塊間通過輸出電壓基準同步母線、輸入均壓母線和平均電流母線相互通信，實現各模塊的完全對等，即真正模塊化。

1　復合式控制思想

圖1為ISOP逆變器系統原理框圖，其中Cd1～Cdn為輸入分壓電容。假設每個逆變器模塊的變換效率均為100%，根據能量守恒原理，各模塊的輸入功率等于其輸出有功功率，即

式中，VCdj、Iinj、Ioj和ILfj分別為各模塊的輸入分壓電容電壓、輸入電流、輸出電流有效值和輸出電感電流有效值；Vo為系統輸出電壓有效值；θj、φj分別為各模塊的輸出功率因數角、輸出電感電流與系統輸出電壓的夾角；Pinj、Poj分別為各模塊的輸入和輸出有功功率。

圖1　ISOP逆變器系統原理框圖Fig.1　Schematic block of ISOP inverter system

需要指出的是，本文實現輸出均流的目的是實現各模塊開關管的電流應力達到平衡，而流過各模塊開關管的電流是輸出電感電流而非負載電流，所以此處輸出均流是指輸出電感電流均衡。

文獻［15］指出，輸入串聯型（包括ISOP）逆變器系統若采用輸出端的控制策略，系統不能穩定工作。若采用輸入端的控制策略，即控制輸入均壓，則有

在穩態時，各模塊的輸入分壓電容上的電流平均值為零，可得

由式（1）～式（3）可得

可見，ISOP逆變器系統采用輸入端控制策略只能保證輸出有功功率的均衡。

進一步地，若在控制輸入均壓（從而使式（4）成立）的基礎上，控制各模塊輸出電感電流與系統輸出電壓的夾角φj相等，即

則可得

于是可得

即輸出均流。另一方面，若在控制輸入均壓的同時，保證輸出電感電流幅值相同，即式（6）成立，則可得式（5）成立，從而也可得式（7）成立。可見，采用以上兩種控制方式均可實現系統輸入均壓及輸出均流，此即所謂的復合式控制策略［15］。

2　分布式架構

由于ISOP逆變器系統中各模塊輸入端為串聯結構，故各模塊必須選擇隔離型變換器拓撲。本文各模塊采用兩級式結構，前級為高頻隔離的全橋直-直變換器，后級為全橋逆變器，如圖2所示。

圖2　單模塊主電路Fig.2 Main circuit of single module

為提高系統的可靠性，真正實現模塊化，每個逆變器模塊須具有各自獨立的控制電路。而模塊間的通信則通過母線實現。圖3為ISOP逆變器系統的分布式架構及其控制框圖。其中，Kf為輸入電壓采樣系數；KLf為電感電流采樣系數；Kv為輸出電壓采樣系數；Gvo為輸出電壓環調節器；Gvd為輸入均壓環調節器。各模塊間通過輸出電壓基準同步母線、輸入均壓母線及平均電流母線相連，實現了ISOP逆變器系統輸入輸出端的全面分布式控制及完全模塊化。

圖3　ISOP逆變器系統的分布式架構及其控制框圖Fig.3　Diagram of the distributed configuration and control strategy of ISOP inverter system

每個逆變器模塊的控制環路包括輸出電壓環、輸入均壓環和電流內環。各模塊的輸出電壓由各自的輸出電壓環來調節，其輸出電壓參考信號通過數字信號處理器（Digital Signal Processor，DSP）實現同步，以得到輸出電壓基準同步母線。由于ISOP逆變器系統是輸出并聯型系統，因此每個模塊的輸出電壓等于系統的輸出電壓，所以系統輸出電壓可得到很好的控制。然而，由于反饋網絡和調節器中的器件具有一定的離散性，各模塊輸出電壓調節器的輸出信號igj不可能完全相同，于是將所有模塊輸出電壓調節器的輸出信號igj求平均，得到平均電流給定信號iave以形成平均電流母線，該母線信號被引入各模塊作為初始電流給定信號。

在輸入均壓環中，各模塊的輸入電壓采樣信號通過精密電阻連接到同一點以形成輸入均壓母線，該母線信號作為輸入電壓給定信號Vin_ref，有

Vin_ref與各模塊輸入電壓采樣信號KfvCdj之差經輸入均壓調節器Gvd得到直流誤差信號verrj。每個逆變器模塊的初始電流給定信號iave和各自的直流誤差信號verrj通過電流基準調節單元后，其輸出信號irefj作為各逆變器模塊的電感電流基準信號。逆變器模塊電流內環采樣是各自逆變級的輸出電感電流，并采用三態滯環控制方式。

3　復合式控制策略的具體實現方案

第1節已指出，ISOP逆變器系統可采用兩種復合式控制策略：一種是輸入均壓結合輸出電感電流同相位控制方式，另一種是輸入均壓結合輸出電感電流同幅值控制方式，其控制框圖如圖3所示，而其中的電流基準調節單元分別采用如圖4所示的兩種實現電路。下面分別介紹兩種實現方案。

圖4　電流基準調節單元的兩種實現電路Fig.4　Two different reference current regulating circuits

3.1輸入均壓結合輸出（電感電流）同相位控制

圖3中的電流基準調節單元采用如圖4a所示的乘法器電路，以保證各模塊輸出電感電流跟蹤電流基準irefj達到相位相同，同時在輸入均壓環保證系統輸入均壓的情況下，實現輸出均流。這種實現輸入均壓（Input Voltage Sharing，IVS）和輸出均流（Output Voltage Sharing，OCS）的方法稱為輸入均壓結合輸出電感電流同相位控制，以下簡稱為控制方案A。由圖4a可得

式中，各模塊輸入均壓環的輸出信號verrj為直流誤差信號，它與平均電流給定信號iave（交流信號）相乘得到與之同相位的正弦誤差信號iregj。乘法器的輸入輸出信號的仿真波形如圖5所示，可見iregj的相位與iave的相位一致，而幅值受verrj調節。

圖5　乘法器的輸入輸出波形Fig.5　Input and output waves of the multiplier

圖6給出了verrj和iregj的傅里葉分析，由圖可見iregj的頻譜和verrj的頻譜形狀一樣，只是搬移到iave的基波頻率400Hz處，因此iregj包含了verrj的所有信息，verrj對iave實為調幅作用［16］。

圖6　輸入均壓環輸出信號的傅里葉分析Fig.6　Fast Fourier transform analysis of the output signals of IVS ring

不失一般性，下面以兩個模塊組成的ISOP逆變器系統為例，詳細分析系統采用控制方案A的動態調節過程。假設系統輸入電壓受到擾動引起模塊1輸入電壓vCd1增大，模塊2輸入電壓vCd2減小，則模塊1輸入均壓環輸出verr1＜0，模塊2輸入均壓環輸出verr2＞0；又根據式（9）可得Iref1＞Iave＞Iref2，即模塊1的電感電流幅值大于模塊2的電感電流幅值，且其差值取決于verr1和verr2。這一幅值的差異將導致模塊1輸出有功功率增大、模塊2輸出有功功率減小，從而使得iin1增大、iin2減小，最終導致Cd1放電、Cd2充電、輸入電壓vCd1減小和輸入電壓vCd2增大。兩個模塊輸入電壓壓差的減小將導致直流誤差信號verr1和verr2的絕對值減小。經過幾個周期的調節，兩個模塊重新又均分系統輸入電壓，最終系統回到平衡狀態，即實現IVS和OCS。圖7a為兩模塊系統動態調節過程中的相量圖。

圖7　兩種控制方案下的動態調節相量圖Fig.7　Phasor diagrams of two control methods under dynamic state

3.2輸入均壓結合輸出（電感電流）同幅值控制 圖3中的電流基準調節單元采用如圖4b所示的等幅值移相單元，以保證各模塊輸出電感電流跟蹤電流基準irefj達到相同幅值，同時在各模塊的輸入均壓環保證系統輸入均壓的情況下，實現輸出均流。這種實現IVS和OCS的方法稱為輸入均壓結合輸出電感電流同幅值控制策略，以下簡稱為控制方案B。 等幅值移相單元的具體實現電路如圖4b所示，其中可變電阻Raj由數字電位器來實現，并且電阻

R1=Rf。由圖4b可得該電路的傳遞函數為

G（s）的幅頻特性和相頻特性分別為

式（11）表明irefj的幅值與輸入信號iave的幅值相同。式（12）表明irefj和iave之間的相位差取決于電容C和電阻Raj。實時調節電阻Raj的阻值相對于實時調節電容C的容值更易實現，故文中Raj采用可變電阻并由數字電位器來實現。

根據文獻［12-14］可知，ISOP逆變器系統輸入均壓環調節器Gvd可采用比例調節器。由圖3可得到各模塊輸入均壓環輸出的直流誤差信號verrj為

假設數字電位器的供電電壓為Vcc，總阻值為Ramax，則輸入均壓環輸出的直流誤差信號為verrj時所對應的可變電阻Raj為

結合式（13）、式（14）及圖4b可得

由式（15）可得可變電阻Raj的阻值隨直流誤差信號verrj呈線性變化趨勢。

根據以上分析可知，圖4b所示等幅值移相電路實現了其輸出信號——各模塊的電流基準irefj與各模塊共有的平均電流給定信號iave的幅值相同，從而各模塊電感電流iLfj跟蹤相同幅值的irefj達到同幅值；同時結合式（12）和式（15）可知irefj（iLfj）與iave的相位差則是根據輸入均壓環的輸出直流誤差信號verrj作相應調節。

同樣地，不失一般性，下面以兩個模塊組成的ISOP逆變器系統為例，具體闡述系統采用控制方案B的動態調節過程。假設系統輸入電壓受到擾動引起模塊1輸入電壓vCd1增大，模塊2輸入電壓vCd2減小，則將使得模塊1輸入均壓環輸出verr1＜0，模塊2輸入均壓環輸出verr2＞0，從而根據式（15）可知可變電阻Ra1被調節增大，而可變電阻Ra2保持0不變（因為可變電阻不能被調節至負值）。根據式（12）可得iLf1的相位滯后于共有的平均電流給定 信號iave的相位，從而也滯后于其原始相位到達f1Li′ （而iLf2的相位則保持不變），其滯后相角α取決于verr1，如圖7b所示。這一相位的滯后將導致模塊1輸出的有功功率增大，使得iin1增大，從而導致Cd1放電、輸入電壓vCd1減小。同時將間接導致Cd2充電，其輸入電壓vCd2增大。兩模塊輸入電壓壓差的減小將使得直流誤差信號verr1的絕對值減小，從而可變電阻Ra1的阻值也將被調節減小，相應地滯后相角α也將隨之減小。經過幾個周期的調節，兩個模塊重又均分系統輸入電壓，最終系統回到平衡狀態，即實現IVS和OCS。

4　仿真與實驗驗證

為驗證本文提出的復合式控制思想下兩種實現方案的有效性，搭建了由兩臺額定容量為1kV·A的模塊組成的分布式ISOP逆變器系統原理樣機，系統主要參數如下：系統輸入電壓Vin=DC 540（1± 10%）V，輸出電壓Vo=AC 115V/400Hz；單模塊輸入電壓Vin-mod= DC 270（1±10%）V，輸出電壓Vo-mod=AC 115V/400Hz；輸入分壓電容Cd1=Cd2= 1 000μF；輸出濾波電感Lf1=Lf2=0.6mH；輸出濾波電容Cf1=Cf2=30μF。

圖8和圖9分別給出了兩種控制方案下系統帶阻性滿載（輸出2kW）和感性滿載（輸出2kV·A，功率因數cosθ =0.75）時的穩態實驗波形。由圖可知，在兩種負載下兩模塊輸入電壓相等，系統的輸出基波環流iH（定義環流iH=（iLf1-iLf2）/2）近似為零。可見，兩種控制方案下系統均能較好地實現輸入均壓和輸出均流。由此驗證了所提兩種方案對不同負載均具有良好的適應性。

圖8　控制方案A下的實驗波形Fig.8　Experimental waveforms of control method A

圖9　控制方案B下的實驗波形Fig.9　Experimental waveforms of control method B

圖10為兩種控制方案下系統在額定輸入電壓（540V）條件下，負載從1/3載突變到滿載，以及從滿載恢復到1/3載時的動態波形。從波形中可看出，兩種控制方案下輸出端的擾動均不影響輸入均壓和輸出均流效果。

圖10　負載突變波形Fig.10　Experimental waveforms of load mutation

為更進一步說明本文所提兩種控制方案在動態調節過程中的效果，有意使兩個模塊輸入分壓電容不一致：Cd1取1 000μF，Cd2取1 200μF。圖11給出了在控制方案A下，阻性滿載條件下輸入電壓從486V突變到594V，以及從594V恢復到486V時的動態仿真波形。從圖中可看出，兩個模塊電感電流的相位在動態調節過程中保持相同，而它們之間的幅值差隨兩個模塊輸入電壓壓差的減小而減小。輸出電感電流與負載電流的特性與第3.1節的理論分析及圖7a所示相量圖完全一致。

圖11　輸入電壓突變時的仿真波形（控制方案A）Fig.11　Simulation waveforms of input-voltage mutation （control method A）

圖12 不同分壓電容下輸入電壓突變時模塊輸入電壓 和系統輸出電壓、電流波形（控制方案A）Fig.12　Experimental waveforms of the modular input-voltage amd the system output-voltage at different dividing capacitor and input-voltage mutation （control method A）

圖12給出了與圖11仿真相同條件下的實驗波形。由圖12b可看出，系統輸入電壓突升時，由于模塊1的分壓電容較小，電壓變化較快，導致動態過程中其輸入電壓高于模塊2的輸入電壓；進一步地由圖12c（圖12b的局部放大圖）可看出，輸入電壓高的模塊1其輸出電感電流幅值大于模塊2的輸出電感電流，且兩個模塊電感電流的幅值差隨兩個模塊輸入電壓壓差的減小而減小，經過幾個周期的調節后模塊又均分系統輸入電壓，輸出電感電流也恢復相等。實驗波形和第3.1節的理論分析、相量圖及圖11仿真波形完全一致，由此進一步驗證了本文所提控制方案A的有效性。

圖13給出了在控制方案B下，阻性滿載條件下輸入電壓從486V突變到594V，以及從594V恢復到486V時的動態仿真波形。從圖中可看出，兩個模塊電感電流的幅值在動態調節過程中保持相同，而它們之間的相角差α（即iLf1的滯后相角）隨兩個模塊輸入電壓壓差的減小而減小。輸出電感電流和負載電流的特性與第3.2節的理論分析及圖7b所示相量圖完全一致。

圖13 輸入電壓突變時的仿真波形 （控制方案B）Fig.13　Simulation waveforms at input-voltage mutation （control method B）

圖14給出了與圖13仿真相同條件下的實驗波形。由于同樣的原因，動態過程中模塊1的輸入電壓高于模塊2的輸入電壓。類似地，由圖14c（圖14b的局部放大圖）可看出，輸入電壓高的模塊1的輸出電感電流滯后于模塊2的輸出電感電流，且兩個模塊電感電流的相角差隨著兩個模塊輸入電壓壓差的減小而減小，經過幾個周期的調節后模塊又均分系統輸入電壓，輸出電感電流也恢復相等。實驗波形和第3.2節的理論分析、相量圖及圖13仿真波形完全一致，由此進一步驗證了本文所提控制方案B的有效性。

從圖11～圖14可看出，ISOP逆變器系統在兩種控制方案下，在輸入電壓跳變時也能很好地實現輸入均壓和輸出均流。

圖14　不同分壓電容下輸入電壓突變時模塊輸入電壓 和系統輸出電壓、電流波形（控制方案B）Fig.14　Experimental waveforms of the modular input-voltage and the system output-voltage at different dividing capacitor and input-voltage mutation （control method B）

5　結論

（1）為解決輸入串聯輸出并聯逆變器系統輸入電壓和輸出電流均衡的問題，本文根據復合式控制思路提出了兩種具體的實現方案——輸入均壓結合輸出同相位控制和輸入均壓結合輸出同幅值控制。前一種控制方案中各模塊的輸入均壓環根據自身輸入電壓與平均輸入電壓的壓差，調節各自電感電流的幅值進而調節各逆變器輸出有功功率以實現輸入均壓，在此基礎上輔以輸出同相位環節保證各逆變器模塊輸出電感電流相位相同，從而同時實現各模塊輸出均流；而后一種控制方案中各模塊的輸入均壓環根據自身輸入電壓與平均輸入電壓的壓差，調節各自電感電流的相位進而調節各逆變器輸出有功功率以實現輸入均壓，在此基礎上輔以輸出同幅值環節保證各逆變器模塊輸出電感電流幅值相同，從而同時實現各模塊輸出均流。

（2）提出了一種新的分布式架構，即系統中各模塊僅通過輸出電壓基準同步母線、輸入電壓母線和平均電流母線進行通信，可實現輸入、輸出端的全面分布式控制和完全模塊化。

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方天治 男，1977年生，博士，副教授，研究方向為逆變器和電力電子系統集成。

王 健 男，1988年生，碩士研究生，研究方向為逆變器串并聯。

Compound Control Strategy for Distributed Input-Series-Output-Parallel Inverter System

Fang Tianzhi Wang Jian Ruan Xinbo
（Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 210016 China）

Input-series-output-parallel （ISOP） inverter system is very suitable for power conversion applications with high input voltage and high output current. The objective of the system is input voltage sharing （IVS） and output current sharing （OCS）. This paper puts forward two specific implementations of the compound control strategy to realize IVS and OCS. One is the combination of the IVS control and the same inductor current phase angle. The other is to combine the IVS control with the same inductor current amplitude. Meanwhile， to realize the fully modularity， a new solution dedicated to the distributed configuration is proposed. Only three buses， namely the output voltage reference synchronous bus， the input voltage sharing bus， and the average current bus， are adopted to communicate among the system modules. The experimental results validate the effectiveness of the above two methods and the distributed configuration.

Input-series-output-parallel， inverter， distributed configuration， compound control strategy， input voltage sharing， output current sharing

TM464

國家自然科學基金（51477076），江蘇省自然科學基金（BK20131363）和南京航空航天大學基本科研業務費青年科技創新基金（NS2013036）資助項目。

2013-09-12 改稿日期 2014-01-15