帶耦合電容型橋式ZVS直流-直流變換器

袁義生　胡盼安　羅　峰

帶耦合電容型橋式ZVS直流-直流變換器

袁義生胡盼安羅峰

（華東交通大學電氣學院 南昌 330013）

提出一種零電壓開通（ZVS）的直流-直流變換器。在一種橋式開關管結構的基礎上，通過在串接的兩個變壓器一次繞組兩端并聯一個耦合電容Cb，為電路的正常工作構造兩個一次繞組共同導通的條件，使得兩個繞組能夠實現均流。變流器采用移相控制技術，不含輸出側濾波電感，而是利用變壓器漏感傳遞能量，使得四個開關管都能獲得寬負載范圍的ZVS。二次側采用開關電容倍壓技術，提高了輸出電壓增益。詳細分析了變換器各階段工作原理、電壓增益特性、ZVS實現條件以及Cb的設計。制作了一臺開關頻率50kHz、負載600W、42V輸入/250V輸出的實驗樣機，該樣機在輕載下就能達到92%以上的效率，實驗波形驗證了理論分析的正確性。

直流-直流變換器 零電壓開通 移相控制 倍壓技術

0　引言

在蓄電池或者燃料電池等供電的車/船/通信等逆變系統中，前級都需要一個高頻隔離的升壓電路。因為是低壓大電流輸入，該前級電路通常采用推挽式或全橋式直流-直流變換器。

軟開關推挽式直流變換器的研究主要分四類。第一類是帶LC諧振環節的推挽電路[1-6]，它們能實現開關管的零電壓開通和零電流（或近零電流）關斷，但卻有輸出電壓不可調的缺點；或者輸出電壓可調整，但諧振損耗大大增加的缺點。第二類是有源鉗位推挽電路[7-9]，通過增加兩個輔助開關管和鉗位電容，實現主管和輔管的軟開通，但缺點是主管最大占空比受鉗位電路設計限制。第三類是四開關管軟開關推挽電路[10]，此類電路借鑒移相全橋PWM方法來實現四個開關管的ZVS開通，以三電平推挽電路為代表，缺點是滯后管ZVS實現范圍窄。第四類則是三管ZVS推挽電路[11-13]，它的基本型是在一次側串聯一個開關管，并采用一種特殊的PWM方式來實現三個開關管的零電壓開通。改進型通過外并LC諧振環節或者串接飽和電感拓寬了第三個開關管的ZVS范圍。

軟開關全橋式直流變換器則主要分為兩大類。第一大類是移相控制全橋軟開關電路[14-19]，它包括ZVS型和ZVZCS型。加飽和電感、并聯LC環節及更復雜的輔助網絡的方法被研究以改善滯后臂的軟開關條件。然而，移相全橋軟開關電路與許多軟開關推挽電路一樣需要輸出電感，增加了電感損耗以及整流二極管的耐壓等級；另外，它的循環電流損耗也不能解決。因此，第二大類LLC諧振型全橋及三電平等直流變換器[20-22]近年來得到重視。LLC諧振電路完全利用諧振傳遞能量，不需要二次側濾波電感，使裝置體積更小且整流二極管電壓等級降低。它能實現開關管ZVS開通和二極管的ZCS關斷，但缺點是為獲得寬調壓范圍需降低勵磁電感，由此增加了開關管的通態損耗和關斷損耗。

綜合以上分析，本文提出一種帶耦合電容的橋式ZVS直流變換器。它具有以下特點：

（1）有四個開關管，其額定電壓等于輸入電壓，采用移相控制，能獲得寬負載范圍四個開關管的ZVS開通，但卻不需要像傳統的移相全橋電路一樣增加飽和電感或者其他輔助元件。

（2）含有兩個變壓器一次繞組，與推挽電路變壓器一樣，但其兩個一次繞組同時工作可實現均流。而且繞組電流是三角形，而不是推挽變壓器[23]中的脈沖型，所以變壓器的電磁干擾可以降低，繞組損耗也可以更低，有利于變壓器設計。

（3）與LLC諧振電路一樣，不含輸出濾波電感，使得二次側整流二極管的電壓等級與輸出電壓一樣，適合高壓輸出。

（4）其二次側采用開關電容倍壓結構，可以獲得更高的輸出電壓，適合于高壓輸出。

本文詳細闡述了該變換器各階段工作原理，分析了其關鍵的電路特性，并制作了一臺600W的實驗樣機驗證電路工作原理和特性。

1　工作原理

1.1拓撲結構

圖1為所提出的帶耦合電容的橋式ZVS直流變換器。耦合電容Cb并聯在一次串聯的兩個繞組兩端，為繞組電流回路提供耦合通道。其中VD1～VD4為MOSFET Q1～Q4的內部寄生二極管，C1～C4則為其輸出電容和外并電容之和，VD5、VD6為輸出二極管，Co1、Co2為輸出電容，Cb為連接電容，Lk1～Lk4為變壓器各繞組漏感，Lm1、Lm2為一次側勵磁電感，各物理量參考方向如圖1所示。

圖1　提出的橋式ZVS直流變換器Fig.1　Proposed bridge-type ZVS converter

1.2工作階段分析

穩態分析前，先作如下假設：①開關管與二極管視為理想器件，導通壓降為零；②C1=C2=Clead，C3=C4=Clag，C5=C6=Cd；③Co1和Co2足夠大，其電壓uo1=uo2=Uo/2，且忽略其紋波電壓；④電容Cb并聯在反向串聯繞組P1和P2兩端，理想情況下up1和up2大小相等，故Cb平均電壓為零，再假定Cb足夠大，忽略其紋波電壓，則uCb=0；⑤變壓器匝比np∶ns= n，Lk1=Lk2=n2Lk3=n2Lk4=Lk，Lm1=Lm2=Lm，Lk=kLm；⑥變換器采用移相控制方式，Q1和Q2為超前臂，Q3和Q4為滯后臂。

在上述假定條件下一個開關周期T內變換器有12個工作階段，主要工作波形及各階段等效電路分別如圖2和圖3所示。

（1）階段1[t0～t1]：滯后臂換流階段

t0時刻之前Q1和Q3導通，勵磁電流沿Lm1-Lk1-Q3-Q1和Lm2-Lk2-Cb-Q3-Q1兩個回路環流，變壓器原二次電壓均為零，勵磁電流保持不變；二次側二極管皆關斷。

在t0時刻關斷Q3，勵磁電感、漏感與電容C3～C6進行諧振，一次側有四個諧振回路：Lm1-Lk1-C3-Q1、Lm1-Lk1-Cb-C4-Ui-Q1、Lm2-Lk2-Cb-C3-Q1和Lm2-Q1-Ui-C4-Lk2。諧振過程中C3充電而uds3上升，C4放電而uds4從Ui開始下降，一次電壓up1和up2隨之上升。

根據圖3a中的等效電路，漏感相對勵磁電感很小可忽略，在本階段有

圖3　各模態等效電路Fig.3　Equivalent circuits of each operation stages

到t1時刻，uds3上升到Ui，uds4下降到零而VD4導通，為滯后臂Q4管提供了零電壓開通條件，變壓器各繞組電壓建立，VD5承受反向電壓約為uo1+Ui/n，VD6承受電壓為零。

依據式（1），得到本階段持續時間為

（2）階段2[t1～t2]：Q4ZVS開通階段

t1時刻VD4自然導通，此時驅動Q4獲得零電壓開通。本階段一次電流有兩個回路：Ui-Q1-Lm2-Lk2-VD4和Ui-Q1-Lm1-Lk1-Cb-VD4。一次電流ip由負值開始往零方向增加；一次電流減去勵磁電流折射到二次側的電流流經二極管VD6，VD6正向導通開始傳遞能量。根據等效電路，有

到t2時刻ip上升到零，VD4自然關斷，本階段結束。

因為勵磁電流變化較緩慢，依據式（3）簡化，得到本階段持續時間為

本階段內開通Q4可實現其零電壓開通。

（3）階段3[t2～t3]：正半周能量傳遞階段

此階段與上階段的區別僅是一次電流不再流過VD4而流過Q4本體，一次電流ip按照式（3）繼續正向增加，相應的二次電流線性增加。一次側能量轉移到二次側。到t3時刻，Q1關斷，此階段結束。

（4）階段4[t3～t4]：超前臂換流階段

t3時刻關斷Q1，漏感和開關管電容C1、C2進行諧振。一次側有四個諧振回路：Lm1-Lk1-Cb-Q4-Ui-C1、Lm1-Lk1-Cb-Q4-C2、Lm2-Lk2-Q4-Ui-C1和Lm2-Lk2-Q4-C2。諧振過程中C1充電而uds1上升，C2放電而uds2從Ui開始下降，一次側電壓up1和up2也從Ui開始下降。

忽略等效電路中勵磁電感的影響，對一次側回路有

在二次側，電流iVD6隨一次電流ip諧振下降，在iVD6未下降到零之前VD6一直導通，將二次電壓us2鉗位為uo2。

到t4時刻，uds1上升到Ui；uds2下降到零而VD2導通，為Q2的零電壓開通創造條件；一次電壓up1和up2降到零；二次電壓us2鉗位為uo2。

依據式（5），本階段持續時間為

（5）階段5[t4～t5]：一次側電流下降階段

在t4時刻驅動Q2使其獲得零電壓開通。本階段，一次電流受二次電壓折射，作用到一次側漏感上影響而迅速下降。這是因為VD6的導通，使得uo2主要作用在變壓器二次側勵磁電感上，折射到一次側勵磁電感上后，由于up1與up2為0，造成了一次側漏感上幾乎完全承受了二次側折射過來的電壓。此時一次側有兩個回路：Lm2-Lk2-Q4-VD2和Lm1-Lk1-Cb-Q4-VD2。

忽略等效電路中勵磁電流的影響，有

一次電壓up1=0，即勵磁電感電壓upri1與漏感Lk1上的電壓之和為零，于是有

本階段二次側VD6持續導通，電流隨一次電流下降而下降。直到t5時刻VD6電流達到反向峰值電流時，本階段結束。

依據式（7），本階段持續時間為

（6）階段6[t5～t6]：二極管換流階段

從t5時刻開始，VD6進入反向電流恢復階段，VD6兩端電壓因漏感和C6諧振而迅速建立。

本階段一次側回路與上階段一致。但二次側兩個繞組回路中的漏感和寄生電容都參與諧振。諧振過程中C6充電而uVD6反向上升，C5放電而uVD5下降，二次側電壓us1(us2)下降。

到t6時刻結束時，二極管VD5和VD6承受反向電壓均為uo/2，us1(us2)為零。

（7）階段7[t6～t7]：環流階段

本階段二次繞組回路斷開，一次側為勵磁電流環流階段，環流回路為Lm2-Lk2-Q4-VD2和Lm1-Lk1-Cb-Q4-VD2。勵磁電流維持不變。

本階段相當于t0時刻之前Q1和Q3導通的階段。本階段結束后，電路進入另半個周期，其工作原理與上述七個階段相似。

2　電路特性分析

2.1電壓增益

假定t1～t3時段內開關管有效占空比為α，勵磁電感承受輸入電壓Ui，作用時間為αT。為簡化計算，忽略t0～t1和t3～t5時間段內勵磁電流im的變化，根據勵磁電感伏秒平衡特性有

由于t34相對于t45來說很短，為簡化計算，忽略t34，根據輸出電容Co1安秒平衡特性，有

將式（3）、式（10）和式（11）代入式（12），令τ =RT/Lm可得到電壓增益M表達式

圖4給出了在Lm=62.3μH、k=0.01、T=20μs、n=1/3.2的條件下電壓增益M關于α 與τ 的關系曲線。由圖4可知，電壓增益M與α 成正比與τ（即電阻負載R）成反比。

圖4　電壓增益曲線Fig.4　The curve of voltage gain

2.2 ZVS實現條件

2.2.1 超前臂Q1(Q2)零電壓開通條件

超前臂開關管關斷時，原二次側漏感與C1(C2)發生諧振。此刻，漏感上流過最大電流，得到Q1(Q2)實現零電壓開通的能量條件為

式中

超前臂零電壓開通的死區時間可以由式（6）得到，即

2.2.2 滯后臂Q3(Q4)零電壓開通條件

滯后臂開關管關斷時，勵磁電感、漏感與電容C3～C6發生諧振。漏感相對于勵磁電感來說可忽略，主要是勵磁電流能量轉移至各寄生電容，得到Q3(Q4)實現零電壓開通的能量條件為

滯后臂零電壓開通的死區時間可以由式（2）得到，即

2.3變壓器及其漏感

變壓器最大勵磁電流見式（11）。變壓器兩個一次繞組流過的電流為三角波，其峰值為式（15）的一半。

本電路本質上是一個利用變壓器漏感來限流的高頻隔離型開關電容電路。由于變壓器留氣隙帶來較大的漏磁及對繞組發熱的影響，因此一般變壓器不留氣隙，漏感值較小以使電路工作在斷續電流模式。

變換器工作于電流臨界模式需滿足

將ip(t3)代入上式，并忽略勵磁電流，得到臨界模式的漏感值為

2.4Cb的設計

電容跨接在兩個反向連接的一次繞組兩端，理論上電容兩端平均電壓為零。但根據前面的分析，電容在各階段的充、放電電流與一次電流是同相的，因此電容兩端有兩倍開關頻率的紋波電壓。該紋波電壓反過來又會影響與其串聯工作的一次電流。例如，在t2～t3時段，Cb與繞組P1串聯工作，Cb上的電壓將降低Ip1的上升速度，從而使得ip1小于ip2的上升。而在另半個周期的類似階段，Cb上的電壓將降低ip2的上升速度，從而使得ip2小于ip1的上升。這樣的后果使得兩個一次繞組出現不均流現象，降低電路的優勢。所以，有必要設計合適的Cb值以降低其紋波電壓對繞組均流的影響。

忽略勵磁電流影響，及假定設計使得Cb紋波電壓很小的情況下，Cb上的充電紋波電流就是ip(t3)的一半，為

這樣，電容Cb值設計為

式中，δ 為Cb紋波電壓相對于輸入電壓Ui的系數，設計時選擇δ 為5%以下為佳，以使得兩個一次繞組均流度好。

3　實驗驗證

試制了一臺工作頻率50kHz、額定功率600W的實驗樣機。輸入電壓42V，輸出電壓250V；開關管Q1～Q4為IRFB4310，整流二極管VD1、VD2為RHRP1560，死區時間均為600ns；變壓器磁心尺寸為EER40/20，勵磁電感Lm=62.3μH，漏感Lk=0.6μH，匝比n=1∶3.2；連接電容Cb=30μF。在此選擇超前臂外并電容10nF，滯后臂外并電容2.2nF。值得指出的是，式（14）和式（17）不是選擇外并電容的唯一條件。這是因為，本電路在不外并電容的情況下，超前臂和滯后臂開關管很容易在輕載下就實現ZVS。選擇外并電容另外一個依據是減小開關管的關斷尖峰電壓，并在延長的死區時間之間折中。圖5～圖8為滿載600W下得到的主要實驗波形。

圖5可見超前臂開關管Q2和滯后臂開關管Q3在滿載下都很好地實現了ZVS開通，關斷時的電壓尖峰也很小。且滿載下一次電流ip接近臨界電流模式，滯后臂關斷前ip已下降到勵磁電流值。

圖5　600W載下超前臂Q2與滯后臂Q3開關波形Fig.5　Switching waveforms of leading leg Q2and lagging leg Q3under 600W load

圖6　一次電流ip，繞組電流ip1、ip2和耦合電容電流iCb實驗波形Fig.6　The experimental waveforms of ip,ip1,ip2and iCb

圖7　一次電壓up1、耦合電容電壓uCb和電流iCbFig.7　The experimental waveforms of up1,uCband iCb

圖8　繞組電壓up2、us2、VD5電壓uVD5和二次電流isFig.8　The experimental waveforms of up2,us2, isand uVD5

由圖6可見，一次電流ip與繞組電流ip1、ip2同相。兩個繞組同時流過電流使得變壓器的銅損更小，繞組分布的設計簡化。耦合電容在電路正常傳遞能量時流過一個繞組的電流。

由圖7可以看出，耦合電容上的電壓波動幅值小于1V，所以其耐壓值可以很低。

由圖8可以看出，超前臂關斷時，二次電流is隨著一次電流迅速下降，在其下降到零之前時us2被鉗位為uo2，但一次電壓up2已經降到零。

由圖9可見，65W（10%額定負載）下超前臂與滯后臂開關管都實現了ZVS開通。

圖9 65W負載下超前臂Q2與滯后臂Q3開關波形Fig.9　Switching waveforms of leading leg Q2and lagging leg Q3under 65W load

圖10給出了在額定輸入電壓下變換器的效率測試曲線。變換器在輕載下達到了92.5%以上的效率，接近滿載下達到了最高點94.4%。

圖10　效率曲線Fig.10　The curve of efficiency

4　結論

本文提出了一種耦合電容型橋式ZVS直流-直流變換器。它具有以下幾個特點：

（1）兩個變壓器一次繞組同時工作，自動均流。

（2）四個開關管中的兩個超前臂開關管利用漏感能量實現ZVS開通，兩個滯后臂開關管利用勵磁電感能量實現ZVS開通，都能在寬負載范圍下實現。

（3）二次側不含濾波電感，整流二極管額定電壓等于輸出電壓。

（4）二次側采用開關電容倍壓技術，增加了電壓比。

[1] Boonyaroonate, Mori S. A new ZVCS resonant pushpull DC/DC converter topology[C]. IEEE Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition，Dallas, USA, 2002: 1097-1100.

[2] Ryan M J, Brumsickle W E, Divan D M, et al. A new ZVS LCL-resonant push-pull DC-DC converter topology［J］. IEEE Transactions on Industry Applications，1998, 34(5): 1164-1174.

[3] 馬皓， 俞宏霞， 嚴穎怡. 電流源型LCL諧振式變換器的研究[J]. 中國電機工程學報, 2009, 29(9): 28-34. Ma Hao, Yu Hongxia, Yan Yingyi. Investigation on LCL resonant converter as current source［J］. Proceedings of the CSEE, 2009, 29(9): 28-34.

[4] 袁義生, 龔昌為. 一種諧振型推挽式直流變換器的研究[J]. 電力自動化設備, 2012, 32(10): 83-87. Yuan Yisheng, Gong Changwei. Resonant push-pull DC-DC converter[J]. Electric Power Automation Equipment, 2012, 32(10): 83-87.

[5] Yuan Yisheng, Chen Ming, Qian Zhaoming. A parallel front-end LCL resonant push-pull converter with a coupled inductor for automotive applications［C］. IEEE Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition, USA, 2010: 1460-1463.

[6] 陳威, 呂征宇. 新穎軟開關推挽LLC諧振變流器及其拓撲延拓[J]. 浙江大學學報(工學版), 2012, 44(8): 1540-1547. Chen Wei, Lü Zhengyu. Novel soft-switching push-pull type LLC resonant converter and its topology investigation[J]. Journal of Zhejiang University (Engineering Science), 2012, 44(8): 1540-1547.

[7] Wu T F, Hung J C, Tsai J T, et al. An active-clamp push-pull converter for battery sourcing applications［J］. IEEE Transactions on Industrial Applications, 2008, 44(1): 196-204.

[8] Patwardhan A A, Deo M S, Mangal M. 18 kW DC-DC converter using push-pull inverter with lossless snubber circuits[C]. Proceedings of International Conference on Power Electronics, Drives and Energy Systems for Industrial Growth, New Delhi, India, 1996: 789-793.

[9] Lim T C, Williams B W, Finney S J, et al. Energy recovery snubber circuit for a DC/DC push-pull converter［J］. IET Power Electronics， 2012， 5（6）： 863- 872.

[10] 馬運東, 周林泉, 阮新波, 等. 零電壓開關脈寬調制推挽三電平變換器[J]. 中國電機工程學報, 2006, 26(23): 36-41. Ma Yundong, Zhou Linquan, Ruan Xingbo, et al. Zero-voltage-switching PWM push-pull three-level converter[J]. Proceedings of the CSEE, 2006, 26(23): 36-41.

[11] 袁義生, 伍群芳. ZVS三管推挽直流變換器[J]. 中國電機工程學報, 2012, 32(33): 23-30. Yuan Yisheng, Wu Qunfang. ZVS three-transistor push-pull DC/DC converter[J]. Proceedings of the CSEE, 32(33): 23-30.

[12] 袁義生, 伍群芳. 并聯LC網絡的軟開關三管推挽式直流變換器[J]. 中國電機工程學報, 2013, 33(24): 42-51. Yuan Yisheng, Wu Qunfang. A soft-switching threetransistor push-pull DC/DC converter with LC net in parallel[J]. Proceedings of the CSEE, 2013, 33(24): 42-51.

[13] Yuan Yisheng, Wu Qunfang. One zero-voltageswitching three-transistor push-pull converter[J]. IET Power Electronics, 2013, (7): 1270-1278.

[14] Chen W, Lee F C, Jowanovic M M, et al. A comparative study of a class of full bridge zerovoltage-switched PWM converter[C]. IEEE Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition，1995: 893-895.

[15] 胡育文, 丁志剛, 游志青. 變壓器副邊電流鉗位DC/DC ZVS全橋變換器[J]. 中國電機工程學報, 2003, 23(12): 153-159. Hu Yuwen, Ding Zhigang, You Zhiqing. A novel ZVS full-bridge DC/DC converter employing current clamping in the secondary side of transformer[J]. Proceedings of the CSEE, 2003, 23(12): 153-159.

[16] 朱選才, 徐德鴻, Hidetoshi Umida, 等. 應用逆阻型IGBT的移相控制電流型全橋零電流開關DC/DC變換器[J]. 中國電機工程學報, 2006, 26(12): 45-49. Zhu Xuancai, Xu Dehong, Hidetoshi Umida, et al. Current-fed phase shift controlled full bridge ZCS DC/DC converter with reverse block IGBT[J]. Proceedings of the CSEE, 2006, 26(12): 45-49.

[17] 陳仲, 張鑫, 季飚, 等. 一種基于變壓器串聯和新型輔助網絡的ZVS移相全橋變換器[J]. 電工技術學報, 2009, 24(12): 95-101. Chen Zhong, Zhang Xin, Ji Biao, et al. A ZVS phase-shifted full-bridge converter with seriesconnection of transformer and auxiliary network[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2009, 24(12): 95-101.

[18] 陳仲, 石磊, 季飚, 等. 帶輔助網絡的倍流整流方式全橋ZVS變換器[J]. 中國電機工程學報, 2010, 30(30): 32-37. Chen Zhong, Shi Lei, Ji Biao, et al. Current double rectifier zero voltage switching full bridge converter with auxiliary network[J]. Proceedings of the CSEE, 2010, 30(30): 32-37.

[19] 石磊, 朱忠尼, 鞠志忠, 等. 一種新型能量交換式移相全橋電路[J]. 中國電機工程學報, 2008, 28(12): 112-118. Shi Lei, Zhu Zhongni, Ju Zhizhong, et al. A novel topology of energy exchanging pattern PS-FB circuit［J］. Proceedings of the CSEE, 2008, 28(12): 112-118.

[20] 歐陽茜, 吳國良, 錢照明. LLC諧振全橋DC/DC變流器的優化設計[J]. 電力電子技術, 2007, 41(1): 15-17. Ouyang Qian， Wu Guoliang， Qian Zhaoming. Optimal design considerations of the LLC resonant full-bridge DC/DC converter[J]. Power Electrionics, 2007, 41(1): 15-17.

[21] 趙晨, 石洋, 吳新科, 等. 三元件串聯LLC諧振變流器的優化設計策略[J]. 電工技術學報, 2008, 23(1): 65-71. Zhao Chen, Shi Yang, Wu Xinke, et al. Optimal design strategy for three components series LLC resonant converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2008, 23(1): 65-71.

[22] 金科, 阮新波. 復合式全橋三電平LLC諧振變換器[J]. 中國電機工程學報, 2006, 26(3): 53-58. Jin Ke, Ruan Xinbo. Hybrid full-bridge three-level LLC resonant converter[J]. Proceedings of the CSEE, 2006, 26(3): 53-58.

[23] 伍家駒, 劉桂英, 陳瓊, 等. 推挽變壓器的一種外特性模型[J]. 電工技術學報, 2011, 26(3): 123-128. Wu Jiaju, Liu Guiying, Chen Qiong, et al. External characteristics model of push-pull transformer[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2011, 26(3): 123-128.

袁義生 男，1974年生，博士，副教授，研究方向為電力電子系統及控制技術。

胡盼安 男，1989年生，碩士研究生，研究方向為電力電子及電力傳動。

A Zero Voltage Switching Bridge-Type DC-DC Converter with a Coupling-Capacitance

Yuan Yisheng Hu Pan’an Luo Feng
（East China Jiaotong University Nanchang 330013 China）

A zero-voltage-switching (ZVS) DC-DC converter is proposed. Based on a bridge-type constructer, a coupling capacitance Cbis added in parallel with two series-connecting primary windings. Thus the synchronous operation of the two primary windings and current-sharing can be realized. The phase-shifting PWM method is adopted in this converter, and four power switches can achieve ZVS in a wide load range. This converter neglects the output filter inductor, and only utilizes the leakage inductance of the transformer to transfer energy. The switching-capacitor voltage-double technique is adopted at the secondary side, to improve the voltage gain. The operation theory in each stage is analyzed in detail. Some key characteristics, including voltage gain, ZVS condition and Cbselection, are also explained. One prototype is tested, with 50kHz switching frequency, 600W rated load, 42V input voltage and 250V output voltage. The efficiency can reach to 92.5% under 70W, and the test waveforms verify the theory analysis.

DC-DC converter, zero voltage switching, phase-shifting control, voltage-doubling technique

TM46

國家自然科學基金（51467005）和江西省自然科學基金（20142BAB206025）資助項目。

2013-08-05 改稿日期 2014-04-08