一種低環流損耗的寬范圍ZVS移相全橋變換器

陳　仲　汪　洋　李夢南

一種低環流損耗的寬范圍ZVS移相全橋變換器

陳仲汪洋李夢南

（南京航空航天大學江蘇省新能源發電與電能變換重點實驗室 南京 210016）

傳統移相全橋變換器廣泛應用于中、大功率DC-DC變換場合，但掉電保持要求限制了它在正常工作時的占空比，增加了一次側環流損耗。針對該問題，提出一種減小環流損耗的新型軟開關全橋變換器。通過在一次側引入輔助耦合電感和輔助電容，二次側引入輔助繞組和輔助開關管，該變換器不僅一次側環流損耗得到大大的降低，而且一次側開關管在全負載范圍內也能夠實現零電壓開關（ZVS），進一步提高了變換器的變換效率。文中闡述了該變換器的工作原理和特性分析，并通過一臺120W/24V、開關頻率為100kHz的原理樣機驗證了該變換器的優點。

零電壓開關 全橋變換器 環流損耗 掉電保持時間

0　引言

目前傳統的零電壓開關（Zero Voltage Switching，ZVS）PWM移相全橋變換器在中功率以上的變換場合應用十分廣泛［1-4］，主要得益于其簡單的電路結構、可靠的工作特性和較高的功率密度。但該變換器也存在一些劣勢，如軟開關范圍窄、二次側占空比丟失及二次側二極管的寄生振蕩等。為了克服以上缺點，國內外學者近年來開展了一些深入的研究［3-6］。滯后臂并聯LC網絡的全橋變換器［3，4］，不僅拓寬了變換器的ZVS范圍而且減少了二次側占空比丟失，但輔助網絡能量難以控制，在重載時其導通損耗較為嚴重。文獻［5，6］提出了一些基于無源輔助網絡的全橋變換器，該系列拓撲中輔助網絡能量隨負載可自適應變化且損耗小，寄生振蕩抑制效果明顯，同時開關管也能在全負載范圍內實現ZVS。 此外，一次側環流損耗也是傳統變換器的一個嚴重問題。尤其在具有掉電保持要求和不間斷電源的供電系統中，為了滿足掉電時變換器在低輸入電壓下也能夠調節輸出電壓，變壓器匝比必須按照低輸入電壓設計，二次側匝數取值較大，而二次側較大的匝數又使得傳統變換器在正常工作時引起一系列問題，如占空比小、環流階段寬、輸出紋波電流大和二次側寄生振蕩幅值大等。較寬的環流階段會引起一次側較大的環流損耗，如圖1所示。為了解決一次側環流損耗問題，已有一些改進的拓撲方法被提出［7-14］。文獻［7］提出了頻率調制方法，通過改變串聯阻斷電容的電壓來調節輸出電壓，避免了一次側環流損耗，但是該方案失去了移相全橋電路的特性，增加了控制電路的復雜性且磁性元件設計困難。文獻［8］提出在二次側功率回路中串接諧振升壓電容來減少環流電流的方法，僅僅用一個無源元件使得環流損耗大大降低，但是同時也犧牲了變換器的軟開關性能。文獻［9］在此基礎上進一步通過兩個變壓器的串聯以提升功率管的軟開關范圍，但是串接電容來抑制環流損耗的方法使得變換器的實際應用范圍受到限制。在傳統變換器二次側中引入鉗位和恢復電路的方法也能很好地消除環流損耗［10-13］，但是滯后管失去了ZVS的特性，同時需要的額外器件也較多。文獻［14］通過改變一次側匝數使變換器工作在不同的模式，可減小一次側環流損耗，一次側開關管在寬范圍內也實現了ZVS，但是一次側需要增加兩個功率管，并且滯后管在掉電模式時電流應力大。

圖1　傳統ZVS全橋變換器的主要波形Fig.1　Key waveforms of conventional full-bridge converter

本文提出一種減小環流損耗的ZVS全橋變換器。通過適時調節一、二次側匝比，新型變換器在正常模式和掉電模式都幾乎滿占空比工作，不僅環流階段持續時間短、環流損耗小，而且傳統變換器的優勢也被保持。同時一次側加入輔助耦合電感和輔助電容使得變換器在全負載范圍內都能實現ZVS。本文將詳細分析該變換器的工作原理和特性，并通過構建一臺120W/24V的原理樣機，驗證其有效性。

1　新型變換器拓撲及其等效電路

圖2是本文提出的低環流損耗的寬范圍ZVS移相全橋變換器拓撲結構，它在傳統移相全橋變換器的基礎上，將二次繞組以不同的匝比（分別為Ns1和Ns2）進行有機分割，通過整流二極管VDR3和VDR4構成了第二組整流電路，并通過一個輔助MOSFET管將兩組整流電路進行輸出并聯，兩者共用一組輸出LC濾波電路，此外一次側諧振電感被耦合電感La替代，同時輔助電容Ca將一次繞組按照中心抽頭結構分成匝數相同的Np1和Np2。 圖3a給出了在正常工作模式時的等效電路。移相門極驅動信號加在主功率管Q1～Q4上，輔助開關管Q5沒有驅動信號，二次側總的匝數為Ns1，變換器有效匝比n1=Np/Ns1，變換器工作在基于電壓互補思想的傳統變換器狀態。在掉電保持模式，如圖3b等效電路所示，一次側功率管工作方式繼續保持，但二次側輔助管Q5施加了驅動信號，二次側實際匝數由Ns1變為Ns1+Ns2，在掉電模式時匝比為n2=

圖2　新型全橋變換器主電路Fig.2 Circuit diagram of new full-bridge converter

Np/（Ns1+Ns2）。因此與正常模式相比有更大的電壓值被傳遞到二次側，從而為在維持占空比不變的前提下調節輸出電壓創造了條件。根據以上耦合電感等效后的主電路結構（Lm為耦合電感的等效勵磁電感）可以得到在穩態時的關系式

圖3　正常和掉電工作時的等效電路Fig.3　Equivalent circuits in nominal state and hold-up time state

從上式進一步可以得到勵磁電感電流im，一次側橋臂電流ip1、ip2和負載電流io的關系

式中，ip=IoNs/2Np1=Io/n為負載電流折算到變壓器一次側的等效電流，n為變壓器一次、二次側匝比，n=Np/Ns。

從式（5）和式（6）可以看出，橋臂電流ip1、ip2由負載電流Io/n和勵磁電流im兩部分構成，負載電流部分由負載決定，勵磁電流部分取決于勵磁電感的伏秒積分，而且僅當調節輸出電壓改變移相時，勵磁電流才發生變化。因為隨著負載的逐漸減小，變換器逐漸進入斷續模式，所以變換器在輕載時移相范圍大。在圖2所示電路中，移相范圍隨負載減少而逐漸增加，勵磁電感Lm的伏秒積分逐漸增大，因此勵磁電感伏秒積分與負載成反比，即負載越大，勵磁電流越小，從而變換器能在全負載范圍內實現ZVS。同時勵磁電流無助于負載且環流時流過兩個橋臂，因此會相應地產生環流損耗。但由于環流損耗能量與負載成反比，重載時比輕載時具有更少的環流能量，因此新型變換器能夠以最小環流損耗來實現全負載范圍內的ZVS。下面對新型變換器進行具體分析。

2　工作原理

圖4和圖5分別給出了正常模式和掉電模式下的關鍵波形。為了便于分析，先作如下假設：①變換器工作在穩定狀態，所有開關管為理想器件，考慮其體二極管、寄生電容以及所有電感、電容均為理想元件；②輔助電容Ca和濾波電容Cf足夠大，都可等效為恒壓源；③C1=C2=C3=C4=Coss，VCa=Vin/2；④忽略耦合電感等效之后的漏感和隔離變壓器的漏感。

圖4　正常工作時新型全橋變換器主要波形Fig.4　Key waveforms of the proposed converter in nominal state

圖5　掉電模式時新型全橋變換器主要波形Fig. 5 Key waveforms of the proposed converter in hold-up time state

在每個開關周期內，正常模式和掉電模式都可以分為兩個對稱的半周期，因此僅僅對第一個半周期進行詳細的分析。

2.1正常工作模式

此時超前橋臂電流ip1、滯后橋臂電流ip2緩慢線性上升。

（2）開關模態2［t0～t1］，對應于圖6b。t0時刻關斷Q1，ip1=ip+Im/2，同時給C1充電，給C3放電，超前臂開關管易實現ZVS關斷。

式中，Im是勵磁電流的峰值。

從式（11）可以看出，由于在正常工作時新型變換器的匝比較傳統變換器大，幾乎工作在滿占空比狀態，因此環流時間很短，環流損耗大大降低。

（4）開關模態4［t2～t3］，對應于圖6d。Q4關斷后，ip2=ip（t）-im（t）/2，對C2和C4充放電，此過程勵磁電流已反向且有助于該諧振過程。

圖6　正常工作模式各開關模態的等效電路Fig.6　Equivalent circuits of each operation stage in nominal state

（5）開關模態5［t3～t4］，對應于圖6e。t3時刻，VD2自然導通。此時橋臂電壓VAB=-Vin，勵磁電流達到負向最大值Im，一次電流ip線性下降，二次側整流二極管VDR1和VDR2也迅速換流。

（6）開關模態6［t4～t5］，對應于圖6f。t4時刻，ip下降到零且負向增加，至t5時刻一次側開始向負載提供能量，VDR2流過全部負載電流。

2.2掉電工作模式

（1）開關模態1［t0時刻之前］，對應于圖7a。開關管Q1和Q4導通，輸入能量被傳送到二次側，整流二極管VDR3流過全部負載電流。此時二次側匝數由Ns1變為Ns1+Ns2，此過程的二次側輸出電壓和一次電流表達式為

圖7　掉電模式各開關模態的等效電路Fig.7　Equivalent circuits of each operation stage in hold-up time state

從式（12）可以看到，該模式下傳遞到二次側的電壓更高，因此即使輸入電壓降低，新型變換器同樣也能維持輸出要求。此過程中占空比

從上式可見，與正常工作相比，由于變換器匝比變小，掉電模式的占空比有更寬的調節范圍。

（2）開關模態2［t0～t1］，對應于圖7b。t0時刻關斷Q1，橋臂電流ip1幾乎保持不變并對開關管結電容C1和C3進行充放電。VAB線性下降，VAC線性上升，二次側整流二極管VDR3流過全部負載電流。t1時刻，C3的電壓下降到零，二極管VD3導通。

（3）開關模態3［t1～t2］，對應于圖7c。VD3導通后，就可以零電壓開通Q3，此時二次側由整流二極管VDR3和VDR1為負載續流。隔離變壓器一次、二次電壓為零，勵磁電感Lm兩端的電壓為-Vin/2，勵磁電流逐漸減小并反向增加。

（4）開關模態4［t2～t3］，對應于圖7d。Q4關斷后，開關管Q2和Q4的結電容C2和C4與漏感以諧振的方式進行充放電，二極管VDR3迅速關斷，同時整流管VDR1和VDR2導通為負載續流。由于輔助勵磁電流im的存在，滯后臂能夠很好地獲得ZVS 條件。

（5）開關模態5［t3～t4］，對應于圖7e。t3時刻，C2的電壓下降到零，此時勵磁電流im反向達到最大值Im。該模態中二次側VDR1和VDR2仍然同時導通，輸入電壓Vin直接加在漏感上，ip線性下降。t4時刻，ip下降到零。

（6）開關模態6［t4～t5］，對應于圖7f。t4時刻之后，ip由正值過零且向負方向增加，二次側整流二極管VDR1和VDR2導通為負載續流。在t5時刻一次電流ip反向增大到ip=-Io/n2，則VDR1關斷，VDR2流過全部負載電流。此刻，由于隔離變壓器建立了反向電壓，致使二次電流迅速從整流管VDR2換流到VDR4，一次電流ip和橋臂中點電流ip1、ip2滿足以下關系，該模態結束。

3　新型變換器的特性

3.1占空比

新型變換器根據不同工作模式，其輸出電壓有兩種不同的表達式。盡管兩種工作模式具有相同的占空比，但是匝比已經改變。在正常工作模式時，二次側匝數為Ns1，輸出電壓

在掉電工作模式時，輸入電壓逐漸下降，輔助開關管開始加驅動信號，二次側匝數由Ns1變為Ns1+

Ns2，輸出電壓表達式為

從式（16）和式（17）可看出，即使在相同的占空比下，隨著輸入電壓的降低，新型變換器同樣可以滿足輸出要求。由于在正常工作模式時，變換器工作在最大占空比，與傳統變換器相比，新型變壓器一次、二次側匝比可以設計得更大（Np∶Ns1=20∶3）。傳統變換器為了滿足低輸入要求，一次、二次側匝比為16∶3。因此可以得到在正常工作模式時，新型變換器和傳統變換器占空比和負載的關系曲線，如圖8所示，可見在整個負載范圍內，新型變換器的占空比均大于傳統變換器，這一點有利于減少一次側環流持續時間，同時也減小勵磁電流環流損耗。從式（7）可知新型變換器一次電流比傳統變換器小，進一步降低了環流損耗，提高變換器的效率。

圖8　正常工作時占空比與負載電流的關系曲線Fig.8　Duty cycle versus load current in nominal state

3.2ZVS的條件

從關鍵波形可以看出，超前臂關斷時，用于結電容充電的橋臂電流ip1=ip+Im/2，滯后臂關斷時，用于結電容充電的橋臂電流ip2=ip+Im/2，因此，在新型變換器中，橋臂內開關管換流都是同樣的電流幅值Io/n+Im/2，與傳統變換器相比增加額外的輔助電流im，因此新型變換器更易實現ZVS。但是一方面用于Q1和Q3結電容充放電的能量來自輸出濾波電感和耦合電感La的勵磁電感，其中輸出濾波電感能量與（Io/n）2成正比，勵磁電感能量與Im2成正比。另一方面用于Q2和Q4結電容充放電的能量卻來自漏感和耦合電感的勵磁電感。因此，超前臂即使在沒有勵磁電感im的條件下，也能在較寬的輸入電壓和負載范圍內實現ZVS。為了優化變換器的性能，減小占空比丟失和二次側寄生振蕩，一般期望漏感設計很小，則滯后臂實現ZVS主要依賴勵磁電感的能量。為了使所有開關管在全輸入和負載范圍都能實現ZVS，必須滿足

式中，Coss=C3=C4；Im是勵磁電感的最大電流值。又由于勵磁電感電流只在傳統環流階段從正向最大值變為負向最大值，因此可以得到

綜合式（18）和式（19）可得

因此為了滿足空載時實現ZVS（此時D=0），則

當新型變換器中耦合電感的等效勵磁電感Lm與傳統變換器中諧振電感Lr相同時，根據式（21）電感取值都為20μH，兩種變換器滯后臂關斷后結電容電壓與負載的關系曲線如圖9所示。在整個負載范圍內，新型變換器滯后臂都實現ZVS，因此新型變換器的ZVS條件比傳統變換器要寬，新型變換器在輕載時開關損耗小。

圖9　滯后臂結電容電壓與負載的關系Fig.9　Voltage across the parasitic capacitor of lagging-leg versus load current

3.3損耗

圖10給出了100W時，新型變換器和傳統變換器的損耗分析對比圖。在正常工作時，新型變換器的匝比（20∶3）比傳統變換器匝比（16∶3）大。滿載時，一方面它使得新型變換器正常工作時接近滿占空比，另一方面它使得新型變換器一次電流比傳統變換器一次電流小，因此新型變換器不僅一次側環流損耗得到有效的降低，而且變壓器損耗也得到有效的減少。由于在滿載時新型變換器和傳統變換器一次側開關管都能實現ZVS，開關管開通損耗和關斷損耗都很小，但是新型變換器一次電流比傳統變換器電流小，開關管導通損耗小，因此新型變換器的開關管損耗比傳統變換器小，具體計算參考文獻［15］。

圖10　新型變換器和傳統變換器的損耗分析對比Fig.10　Loss comparison between the conventional converter and the proposed converter

4　實驗

為了驗證該變換器的工作原理，在實驗室完成了一臺120W/24V的原理樣機，正常工作模式時輸入電壓為185～200V，掉電模式時輸入電壓為150～185V。主要參數如下：主功率管Q1（VD1， C1）～Q4（VD4， C4）為IRFP460；輔助開關管Q5為IXFH- 42N20；主變壓器選擇EE42C磁心，匝比Np∶Ns1∶Ns2= 20∶3∶1；耦合電感勵磁電感Lm=60μH，匝比為13∶13；輔助電容Ca=2.2μF；輸出濾波電感Lf= 23μH；輸出濾波電容Cf=600μF；開關頻率為100kHz。實驗時為了防止變壓器飽和，在一次側串聯一個很小的隔直電容（4.4μF/250V）。

圖11為正常工作模式（Vin=190V），傳統變換器和新型變換器的vrect、ip和vAB實驗波形。從實驗波形可以看出，在正常工作模式時，與傳統變換器相比，新型變換器不僅占空比大，一次電流小，環流時間短，而且二次側整流電壓的寄生振蕩也得到了很好的抑制。這些優點有利于減小一次側環流損耗，降低二次側整流二極管的電壓應力，從而提高變換器的效率。

圖11　正常工作模式時的實驗波形Fig.11　Experimental waveforms in nominal state

圖12為掉電工作模式（Vin=160V），傳統變換器和新型變換器的vrect、vAB實驗波形。從波形可見，隨著輸入電壓的降低，傳統變換器通過增大占空比調節輸出電壓，而新型變換器則通過改變匝比和占空比調節輸出電壓。因此，即使在和正常模式相同占空比條件下，新型變換器也能滿足輸出要求。

圖12 掉電工作模式時的實驗波形Fig.12　Experimental waveforms in hold-up time state

圖13為輕載、輸入電壓Vin=190V及Vin=160V時，一次側開關管漏源電壓vDS和驅動信號vGS的實驗波形。從圖13可以看出，由于加入了輔助網絡，輕載時，新型變換器超前管和滯后管在不同的輸入電壓下都能很好地實現ZVS。

圖13 1/3負載下的實驗波形Fig.13　Experimental waveforms at light load

圖14給出了新型變換器與傳統全橋變換器（不加任何吸收電路）正常工作時的整機效率對比曲線。從圖中可以看出，新型變換器在整個負載范圍內有更高的變換效率。這是因為新型變換器輕載時一次側開關管實現了ZVS，而重載時環流損耗小。

圖14　整機變換效率Fig.14　Conversion effiiciency of the machine

5　結論

針對ZVS移相全橋變換器正常工作時存在嚴重的環流損耗和導通損耗，本文提出了一種新的拓撲方法，即變壓器一次側加入耦合電感和輔助電容，二次側加入輔助繞組及輔助開關管。在正常工作時，新型變換器的主變壓器一次、二次側匝比大，而掉電工作時，變壓器一次、二次側匝比變小，從而保證即使在不改變占空比的條件下也能滿足輸出要求。由于輔助網絡的引入，新拓撲不僅在寬輸入范圍內接近滿占空比工作，一次側環流損耗小，而且能在全負載范圍內實現開關管的零電壓開關。因此該變換器很適合高壓且要求具有掉電保持的高效直直變換場合。實驗結果驗證了該變換器的優點。

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陳 仲 男，1975年生，博士，副教授，研究方向為電力電子理論與技術。

汪 洋 男，1987年生，碩士研究生，研究方向為軟開關功率變換器。

Wide-Range Zero Voltage Switching Phase-Shifted Full-Bridge Converter with Low Circulation Loss

Chen Zhong Wang Yang Li Mengnan
（Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 210016 China）

A new high-efficient phase-shifted full-bridge （PSFB） converter is proposed in this paper. The conventional phase-shift full-bridge converter gains more attentions in medium or high power applications， because of its features high conversion efficiency and high power density. However， the hold-up-time requirement limits its operating duty ratio in normal state， and the conduction loss increases caused by circulating current. Therefore， by introducing the auxiliary coupled inductor and the storage capacitor at primary side， as well as the auxiliary winding and the auxiliary switching at secondary side， the proposed converter can not only achieve the ZVS operation in the full load range but also reduce the conduction loss. Finally， the operational principle and analysis of the proposed converter are presented and verified by the 120W/24V， 100kHz prototype.

Zero voltage switching， full bridge converter， circulation loss， hold up time

TM46

國家自然科學基金（51377078），臺達環境與教育基金會《電力電子科教發展計劃》（DREG2012002）和江蘇省“六大人才高峰”（2014-JNHB024）資助項目。

2013-10-29 改稿日期 2014-11-05