低剖面雙頻雙圓極化平板縫隙天線的設計

張娜曼 楊 峰 楊 鵬

（電子科技大學電子工程學院，四川 成都611731）

引 言

隨著現代衛星通信、雷達等系統的進步，所需系統組件向著結構緊湊、多頻段、多極化方向發展.圓極化形式因具有極化損失小，受降雨、雪、電離層引起的衰減小等優點而廣泛運用于很多通信系統中.很多情況下，要求收發天線工作于不同頻率且具有不同極化方向，若采用多個非共口徑的天線子系統必然會存在系統占用空間大、笨重等問題.基于上述情況，設計結構簡單的低剖面雙頻雙圓極化平板天線很有意義.

雙頻天線陣列主要有：微帶陣列［1－2］、波導縫隙陣列［3－4］、拋物面天線［5］等.近年來，微帶形式雙頻天線的研究大部分集中于低頻段陣列或高頻段的單元天線或小型陣列.這主要是因為：一方面，大型微帶陣列需設計較為復雜的功分網絡，插損大；另一方面，當頻率升高至毫米波段時，介質損耗增大，導致天線的效率明顯降低.波導縫隙陣列雖然效率高，卻存在體積笨重、加工精度要求高等問題.而常見的雙頻拋物面陣列雖然具有效率高、極化純度高等優點，卻存在饋源設計復雜以及曲面天線體積笨重等缺點.

雙層徑向線縫隙天線（Double layers－Radial Line Slot Antennas，DL－RLSA）由日本學者 Ando M作為DBS衛星接收天線于1986年首次被提出［6］，后來為了簡化天線結構，進一步提出了單層徑向線縫隙天線（Single－Layer Radial Line Slot Antennas，SL－RLSA）［7］.SL－RLSA 具有結構簡單、剖面低、損耗小、效率高等優點，直至現在，依然受到各國學者的廣泛關注，但所有關于SL－RLSA的研究均是針對其單頻形式.

基于SL－RLSA設計了一種新型雙頻（Ku／Ka）雙圓極化縫隙天線，該天線具有以下特點：1）平板天線，結構簡單、剖面低；2）饋電結構簡單，軸比性能好；3）端口隔離度高；4）圓極化旋向易于實現；5）對于較高頻率比的情況，該天線結構更具有優勢.

1 基本原理與設計

1.1 傳統SLRLSA結構

傳統圓極化SL－RLSA結構，如圖1所示，能量由中央同軸探針饋入，激勵起外行徑向TEM模［7］.為了保證徑向波導中只傳輸主模（沿徑向傳輸的TEM 模），需保證徑向波導的高度 H＜λg／2（λg表示波導波長）.在無縫隙的情況下，由于柱面擴散作用，徑向波導內的場會呈錐銷分布.SL－RLSA采用長度逐漸加長的縫隙實現從內至外的縫隙對耦合強度按一定規律逐漸增強，抵消錐銷衰減，從而實現天線口徑場的均勻分布［7－9］，獲得高輻射效率.

圖1 傳統圓極化SL－RLSA結構示意圖

根據主模場分布形式，采用兩條相互垂直且徑向距離為λg／4的縫隙組成一個圓極化縫隙對單元.為了實現側射輻射，縫隙對螺旋排布于最上層金屬板上.徑向波導中的能量一邊沿徑向傳輸，一邊通過波導上表面縫隙向外輻射.為了避免激勵起高次模，徑向波導中央需留出一片無縫隙區域（徑向半徑至少一個λg）.相鄰縫隙對的徑向間距和方位角間距分別為Sρ和Sφ.其中，Sρ等于一個波導波長λg，Sφ任意選取（＜λg）.為了抑制柵瓣的產生，需在波導中填充慢波介質，使得λg＜λ0（λ0表示自由空間工作波長）.

1.2 雙頻雙圓極化縫隙天線的結構設計

基于傳統SL－RLSA，設計雙頻（Ku／Ka）雙圓極化RLSA.天線在Ku、Ka頻段分別實現右旋和左旋圓極化，天線結構示意圖如圖2所示.該結構包含三層平行金屬平板，從上到下依次編號1、2、3.1號和2號平板構成高頻Ka頻段徑向波導，1號和3號平板構成低頻Ku頻段徑向波導.

在SL－RLSA的設計中，為了保證徑向波導內傳輸的沿徑向的TEM場不被嚴重干擾，要求徑向波導上平板中央需留出一片無縫隙區域［7］，利用此特點，我們將高頻RLSA的縫隙排布于低頻RLSA的上平板中央無縫隙空白區域來實現雙頻RLSA.如圖3（a）所示，所有縫隙對螺旋排布在1號金屬平板上，低頻縫隙對逆時針排布，高頻縫隙對順時針排布，分別實現右旋、左旋圓極化側射輻射.單元縫隙對的設計與排布規律與傳統圓極化SL－RLSA相同.

圖2 雙頻RLSA結構示意圖

圖3 雙頻RLSA饋電結構的設計

兩個頻段若均采用傳統中央探針饋電形式，會存在探針位置重合的沖突.根據徑向波導可以采用單根中央探針和多根探針激勵實現徑向TEM傳輸場模式［10－12］，我們將這兩種饋電形式相結合：低頻采用多根探針，高頻采用單根探針.為簡化結構，低頻段選擇四根探針的饋電形式.

饋電探針的分布示意圖如圖2、4（a）所示.低頻四根探針從3號平板底部探入到2、3平板間，且等幅同相激勵；高頻中央探針探入到1、2平板間.采用該饋電結構，一方面可保證兩頻段徑向波導中激勵起相應沿徑向傳輸的TEM場；另一方面可保證饋電探針分布合理，且兩個頻段的饋電結構不會相互影響.

為了激勵Ku頻段的四根饋電探針，設計了一個微帶等功分4路Wilkinson功分器.如圖4（b）所示.整體饋電結構如圖3（b），微帶功分器固定于徑向平板下方，采用同軸過渡微帶方式饋電，實現在Ku波段等幅同相激勵四根探針，從而饋電Ku頻段徑向波導.中央同軸用于饋電Ka頻段徑向波導.

圖4

2 天線設計參數及仿真分析結果

采用商用三維電磁仿真軟件HFSS對天線進行全波仿真.為了抑制柵瓣，在徑向波導中填充相對介電常數為1.55，損耗正切角為0.001的介質.微帶功分器印刷在厚度為0.254mm、相對介電常數為2.2的Roger／Duriod5880介質板上.如圖2、3（b）所示.

令Sρ＝λg，Sφ＝0.62λg，優化饋電探針的位置r和探針深入到徑向波導中的長度d1、d2調節阻抗匹配［12］.

建模初步仿真發現，當僅采用縫隙平板和饋電探針結構時，由于Ka頻段縫隙的影響，使得Ku頻段端口輸入阻抗非常大，難以匹配.為了解決該問題，采取在2號平板的外圍區域加一圈金屬通孔，將1號和2號平板短路，如圖2、3（a）所示.但加入通孔后，會導致天線在Ka頻段的軸比性能稍惡化，這主要是因通孔反射及其自身輻射所造成的.

最終確定天線的參數如表1所示.

天線兩個端口的S參數如圖5所示，端口回波損耗帶寬較寬，兩個端口間的隔離度非常好，低于－32dB.該新型結構雙頻天線保持了傳統SLRLSA的優點，因采用徑向波導饋電且通過控制縫隙對的長度變化實現天線口徑場均勻分布，天線損耗小、效率高.如圖6所示，天線在兩個設計中心頻點12.0GHz和30.0GHz的增益分別達到24.81 dB和25.44dB，對應的輻射效率分別為57.1%和55.4%；副 瓣 電 平 偏 高，分 別 為 －8.92dB 和－12.91dB，這主要是由于對縫隙對單元的分析存在偏差，導致未能精確控制縫隙對耦合強度實現理想的均勻口徑場分布；3dB波束寬度分別為7.30°和8.23°；交叉極化分量均低于－25dB.從圖7掃頻結果知，天線最大增益發生在12.3GHz和29.7 GHz，對應的最高輻射效率分別為60.5%和55.7%，產生了些許頻偏，這也是由于對縫隙對單元的分析誤差導致的.在Ku和Ka兩個頻段的1dB增益帶寬分別為8.3%和6.2%；與傳統RLSA相同，該天線的軸比性能很好，軸比帶寬（小于3dB）較寬，如圖8所示.

表1 天線結構參數

圖5 天線端口回波損耗與隔離度

基于傳統SL－RLSA形式的雙頻雙圓極化縫隙天線，結構簡單，剖面低、軸比性能好，天線效率高.單探針與多探針結合的饋電結構，保證端口具有很高的隔離度.兩個頻段的極化形式選擇自由且易于實現，只需改變縫隙對的排布形式即可.

圖6 天線在不同設計中心頻點的增益方向圖

圖7 天線增益

圖8 天線軸比

3 結 論

介紹了一種新型低剖面雙頻（Ku／Ka）雙圓極化縫隙天線結構.采用三層平行平板結構，單探針與多探針結合的饋電形式，天線結構簡單、剖面低、易于加工.仿真結果表明，該天線具有損耗小、增益效率高、端口隔離度高等優點，天線性能好.對于頻率比較大的雙頻高增益天線設計，該結構是一個很好的選擇.

［1］MACI S，GENTILI G B.Dual－frequency patch antennas［J］.IEEE Transactions on Antennas and Propagation，1997，39（3）：13－20.

［2］王 宇，姜 興，李思敏.Ku波段寬頻帶雙極化微帶天線陣的設計［J］.電波科學學報，2008，23（2）：276－279.WANG Yu，JIANG Xing，LI Simin.Design of a broadband and dual－polarized microstrip array antenna at Ku band［J］.Chinese Journal of Radio Science，2008，23（2）：276－279.（in Chinese）

［3］LI T，MENG H，DOU W.Design and implementation of dual－frequency dual－polarization slotted waveguide antenna array for Ka－band application［J］.IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters，2014，13：1371－1320.

［4］王宏建，劉世華，郝齊焱，等 星載Ku波段波導縫隙天線的縫隙特性分析［J］.電波科學學報，2012，27（6）：1225－1231.WANG Hongjian，LIU Shihua，HAO Qiyan，et al.Slots characterization of space－borne waveguide slots array antenna in Ku band［J］.Chinese Journal of Radio Science，2012，27（6）：1225－1231.（in Chinese）

［5］CHANG Y C，HANLIN J.Commercial Ka and Ku bands reflector antennas［C］／／IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium.Honolulu，June 9－15，2007：5175－5178.

［6］ANDO M，SAKURAI K，GOTO N.Characteristics of a radial line slot antenna for 12GHz band satellite Tv reception［J］.IEEE Transactions on Antennas and Propagation，1986，34（10）：1269－1272.

［7］TAKAHASHI M，TAKADA J，ANDO M，et al.A slot design for uniform aperture field distribution in single－layered radial line slot antennas［J］.IEEE Transactions on Antennas and Propagation，1991，39（7）：954－959.

［8］胡家元，傅海輝，王 龍.圓極化徑向線縫隙天線的研究［J］.電波科學學報，2000，15（1）：109－113.HU Jiayuan，FU Haihui，WANG Long.The research of a circular polarized radial line slot antenna［J］.Chinese Journal of Radio Science，2000，15（1）：109－113 （in Chinese）

［9］張 銀.徑向線／共口徑圓極化平板天線的分析與設計［D］.成都：電子科技大學，2013.ZHANG Yin.Analysis and Design of Circularly Polarized Radial Line Slot／Shared－aperture Array Antenna with Planar Structure［D］.Chengdu：University of Electronic Science and Technology of China，2013.（in Chinese）

［10］SIERRA－CASTA?NER M， SIERRA－PéREZ M，VERA－ISASA M，et al.Low－cost monopulse radial line slot antenna［J］.IEEE Transactions on Antennas and Propagation，2003，51（2）：256－263.

［11］SIERRACASTA?NER M，SIERRAPéREZ M，VERAISASA M，et al.Multiprobe RLSA Design for DBS reception［J］.Microwave and Optical Technology Letters，2003，36（1）：70－72.

［12］NATORI M.A design of coaxial－to－radial line adaptors in radial line slot antennas［J］.IEICE Transactions，1990，73（11）：1874－1879.