不對稱半橋反激變換器的設計

廖鴻飛+梁奇峰+熊宇

摘 要： 為了提高充電器效率和簡化電路結構，采用不對稱半橋反激式變換器作為鋰電池充電器的主電路，詳細分析不對稱半橋反激變換器的工作原理和軟開關條件，給出主電路參數之間的關系式，并利用關系式設計150 W樣機進行實驗驗證；實驗結果表明，所有功率器件均實現了軟開關。采用不對稱半橋反激變換器設計的鋰電池充電器具有結構簡單，效率高，電磁干擾小的優點。

關鍵詞： 不對稱半橋； 反激變換器； ZVS； 軟開關條件

中圖分類號： TN720?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2015）14?0149?03

0 引 言

傳統的反激變換器由于結構簡單，成本低等特點在充電器設計中得到了廣泛應用，然而由于反激變換器的開關元件工作在硬開關狀態，效率低，EMI干擾大[1]，因此不適合于大功率場合的應用。不對稱半橋變換器是一種新型的軟開關變換器，效率高，EMI干擾小，但是結構較為復雜，并且變壓器容易出現偏磁而導致損壞。

不對稱半橋反激變換器結合了反激變換器及不對稱半橋的優點，利用變壓器的漏感與隔值電容的諧振，使得原邊開關管實現了ZVS，副邊二極管工作于ZCS狀態，因此開關損耗和EMI干擾得到了大幅度的減小，并且由于變壓器工作于反激狀態，克服了不對稱半橋變換器偏磁的缺點，使得不對稱半橋反激變換器受到了學者的關注。

本文對不對稱半橋反激的工作原理及參數設計進行了詳細分析，并設計了150 W的實驗樣機，對不對稱半橋反激變換器的參數設計及性能進行了驗證。

1 不對稱反激半橋變換器的工作原理分析

1.1 變換器工作模態分析

不對稱半橋反激變換器的結構圖[2]如圖1所示，該圖中Vin為直流輸入電壓；開關管 Q1和 Q2為變換器中半橋結構的2個開關管，Q1，Q2為互補驅動，DS1和 DS2分別為開關管 Q1和 Q2的體二極管；CS1和 CS2為開關管Q1和 Q2的寄生電容；Cr為隔直電容；Lm為勵磁電感，Lr為變壓器漏感，變壓器的變比為n；輸出端D為副邊整流二極管，C為輸出濾波電容，R為負載。

圖1 不對稱半橋反激變換器的結構圖

不對稱半橋反激變換器的工作波形如圖2所示，在一個開關周期中，不對稱半橋反激變換器有6種狀態[3]。

圖2 不對稱半橋反激變換器的工作波形

狀態1（t0～t1）：當t=t0時，變換器上管Q1導通，Q2斷開，Q2的D?S間電壓為Vin，變壓器原邊電壓為正，副邊二極管反偏截止；此時Lr和Lm串聯，在輸入電壓作用下，電流線性上升，變壓器存儲磁場能量。輸出濾波電容向負載提供能量。

狀態2（t1～t2）：當t=t1時，Q1關斷，由于ir為正，此時，ir將給Q1的寄生電容Cs1充電，給Q2的寄生電容Cs2放電，使得Q1的D?S間電壓Vds1線性上升，Q2的D?S間電壓Vds2線性下降。當t=t2時，Vds2下降到零。

狀態3（t2～t3）：當t=t2時，Vds2下降到零，而ir為正，因此，Q2的寄生二極管Ds2導通，此時若施加驅動信號于Q2的柵極，Q2將實現零電壓開通，即ZVS。當Vds2下降到零，變壓器激磁電感兩端電壓將反向，副邊二極管D將正偏導通，Lm兩端的電壓將箝位在nVo。變壓器的漏感Lr與隔值電容Cr發生諧振，存儲在勵磁電感中的能量將向副邊傳遞，由于副邊電流的存在，原邊電流ir與勵磁電感電流im不相等。

狀態4（t3～t4）：當t=t3時，施加驅動信號于Q2的柵極，Q2零電壓開通，原邊漏感Lr與Cr諧振，輸出電路維持導通，輸出電流iD開始增加。

狀態5（t4～t5）：當t=t4時，Q2關斷，為了防止Q1，Q2同時導通，Q1，Q2同時保持關斷。初級電流ir給開關管Q1的，初級電流 ir給開關管 Q1的反并聯電容 CS1放電，同時給開關管 Q2的寄生電容CS2充電，變壓器初級電流ir開始正向增大，當t=t5時，Cs1放電完畢，Vds1下降到零。

狀態6（t5～t6）：當t=t5時，Cs1兩端電壓下降到零，原邊電流ir開始流過Q1的寄生二極管Ds1。同時原邊電流ir近似線性增加，當t=t6時，給Q1柵極施加驅動信號，Q1導通，此時Q1為零電壓導通。當t=t6時，勵磁電感電流im與漏感電流ir相等，副邊二極管D內電流為零時自然關斷，即實現了ZCS。

1.2 軟開關條件分析

1.2.1 Q1的ZVS條件

由狀態5和狀態6的分析可知，要使得Q1實現ZVS，Lr必須有足夠的能量，使得Q1寄生電容Cs1兩端的電壓從Vin被放電至零，Q2的寄生電容Cs2兩端的電壓[4]被充電至Vin，因此有：

[12Lrir（t4）2>12Cs1Vin2+12Cs2Vin2] （1）

即Q1實現ZVS的條件為：

[Lr>（Cs1+Cs2）V2inir（t4）2]

從工作波形可以看出，當t=t4時，有：

[ir（t4）=immin-idmax] （2）

因此：

[ir（t4）=-Ion·1+D1-D-12Vin（1-D）LmDTs]

1.2.2 死區時間的選取

為了防止Q1，Q2直通，在Q1與Q2驅動信號之間需要加入死區時間。在死區時間內，原邊電流給Q1，Q2的寄生電容進行充放電，以實現軟開關，因此死區時間必須大于Q1，Q2寄生電容的充放電時間，以保證Q1，Q2能實現軟開關，能夠實現零電壓開通的的最小死區時間為：

[tdead>maxCsVinir（t1），CsVinir（t4）]

當Q1，Q2的寄生電容充放電完畢，而Q1，Q2的柵極仍未施加驅動信號時，原邊電流將通過Q1，Q2的體二極管流動，即狀態3和狀態6，由于Mosfet的體二極管的壓降通常比較大，將造成較大的損耗，因此需要合理選擇死區時間，盡量縮短狀態3和狀態6的時間。

2 參數計算

（1） 在整個變換器中個，變壓器參數的設計是關鍵，對于磁性元件，應滿足伏秒積分平衡法則，即勵磁電壓和時間的乘積等于去磁電壓和時間的乘積，即：

[（Vin-Vcr）LmLm+LrDTs=nVo（1-D）Ts] （3）

由于電容電壓不能突變，因此在穩態工作時，隔值電容上的電壓基本保持固定，即：[Vcr=DVin]，因此變壓器匝比為：

[n=DVinLmVo（Lm+Lr）] （4）

由電磁感應定律可得變壓器原邊匝數為：

[Np=VinD（1-D）AeΔBfs]

因此副邊匝數為：

[Ns=Npn]

（2） 隔值電容的選取。當Q1關斷后，諧振電感與隔值電容發生諧振，整個Q1關斷間隔時間大約等于半個諧振周期，因此有：

[πLrCr=（1-Dmin）Ts]

解上式可得：

[Cr=（1-Dmin）2T2sπ2Lr]

3 實驗驗證

根據上述的參數設計方法，設計了150 W的充電器，輸入電壓為[Vin=390 V]，輸出電壓為[Vo=24 V]，輸出電流為[Io=6 A]，開關頻率為[65 kHz]，[Lr=32 μH]，[Lm=750 μH]，[Cr=3.3 μF]，變壓器采用PQ32/30磁芯，采用L6591為控制芯片。

圖3為Q2的驅動波形及DS的波形，Q1，Q2之間留有一定的死區時間。從波形中可見，Q2導通前，其DS電壓已經下降到零，Q1，Q2均實現了ZVS。圖4為二極管電流與電壓波形，從圖中可見，二極管關斷前電流已經下降到零，副邊二極管實現了ZCS。

圖3 Q2驅動波形及DS波形

圖4 整流二極管電壓與電流波形

4 結 語

針對反激變換器開關損耗大，電磁干擾大的特點，將傳統反激變換器與不對稱半橋相結合，研究設計了一種不對稱半橋反激變換器為主電路的鋰電池充電器；分析不對稱半橋反激變換器的工作原理和實現軟開關的條件，給出了參數設計方法。實驗結果表明，上述設計方法是切實有效的，不對稱半橋反激變換器能很好地實現軟開關，提高效率，減小電磁干擾。

參考文獻

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[2] LIN Bor?Ren， YANG Chengchang. Analysis， Design and Implementation of an asymmetrical half?bridge converter [C]// Proceedings of 2005 IEEE International Conference on Industrial Technology. [S.l.]： IEEE， 2005： 1209?1214.

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