新型混合動力電動汽車車載充電機的研究

陳小虎，陳息坤

（上海大學機電工程與自動化學院，上海200072）

新型混合動力電動汽車車載充電機的研究

陳小虎，陳息坤

（上海大學機電工程與自動化學院，上海200072）

摘要：為了減少混合動力電動汽車（HEV）接入電網充電時向電網注入諧波，車載充電機必須進行功率因數校正（PFC）。目前常用的PFC電路是單相不控整流＋Boost兩級電路，限制了變換器效率的提高。研究設計了一種交錯并聯Boost電路作為PFC電路。為了進一步提高效率，采用移相全橋ZVS DC／DC作為車載充電機的后級電路。在對上述的主電路拓撲的工作原理進行分析的基礎上，給出了部分關鍵參數的設計方法，并分別設計了相應的控制策略。仿真和實驗結果驗證了所設計的新型車載充電機的可行性。

關鍵詞：車載充電機；PFC；交錯并聯Boost

1　引言

汽車產業是我國國民經濟重要的支柱產業。汽車產業的飛速發展帶來的高消耗、高排放，給資源和環境帶來了極大的壓力。隨著能源問題和資源枯竭問題以及大氣污染問題的加劇，我國已將新能源汽車確立為戰略性新興產業，車載充電機作為混合動力電動汽車（HEV）的重要組成部分，其研究兼具理論研究價值和重要的工程應用價值［1，2］。前級AC／DC和后級DC／DC相結合的車載充電機拓撲結構是目前最常用的拓撲。當車載充電機接入電網時，會產生一定的諧波，進而污染電網，影響用電設備的工作穩定性。尤其是有些車載充電機的前級AC／DC采用傳統的單相不控整流致使輸入電流波形呈脈波狀，向電網注入大量的諧波，不能滿足用電設備諧波限制標準的要求。為了滿足諧波限制標準，文獻［3－5］提出采用傳統單相不控整流＋Boost作為車載充電機的前級AC／DC，但是這種拓撲采用了兩級電路，限制了車載充電機效率的提高。

針對上述效率提高受到限制的問題，本文設計了一種低成本的新型交錯并聯Boost電路作為車載充電機的前級AC／DC電路，車載充電機結構框圖如圖1所示［6］［8］。為了進一步提高車載充電機的效率，后級DC／DC電路采用移相全橋ZVS DC／DC變換器［9］。前級AC／DC電路采用電壓電流雙閉環的控制策略，實現了輸入側高功率因數和輸出直流母線電壓的穩定。后級DC／DC采用單閉環的控制策略實現了車載電池組恒壓、恒流充電的功能。

圖1　車載充電機結構框圖

2　交錯并聯Boost電路的設計及分析

本文研究的車載充電機前級電路拓撲如圖2所示，圖中開關管Q1和Q2，二極管D1和D2，電感L1以及電容C1組成車載充電機的前級電路，其中電感L1是實現高功率因數整流的關鍵，直流側電容C1用來濾除高頻紋波和穩定直流母線電壓。

圖2　交錯并聯Boost電路拓撲

2.1交錯并聯Boost電路的工作原理

圖2所示的拓撲結構在市電的正負半波，Q1和Q2組成4種開關模式。在市電正半波時，模式（a）：Q1導通Q2關斷，模式（b）：Q1關斷Q2關斷。在市電負半波時，模式（c）：Q1關斷Q2導通，模式（d）：Q1關斷Q2關斷。暫態過程如3圖所示。

圖3　交錯并聯Boost電路的工作狀態

通過對上述4種開關模式的分析，可以得到本文研究的交錯并聯Boost拓撲結構在正負半波分別為兩個相同的Boost變換器，如圖4所示。由Q1、D1、L1、C1等構成市電正半波Boost電路，由Q2、D2、L1、C1等構成市電負半波Boost電路。在市電的正半波，圖4中（a）Boost變換器工作，在市電的負半波，圖4中（b）Boost變換器工作。采用電壓外環電流內環控制可以確保輸出直流母線電壓的穩定且輸入側高功率因數，滿足諧波限制標準和后級移相全橋ZVS DC／DC對直流母線電壓的要求。

圖4　等效的Boost電路拓撲結構

2.2控制系統設計

對于交錯并聯Boost電路，在控制上采用電壓電流雙閉環控制方式。一般地，電流環的基本控制方法有3種，即：峰值電流控制、滯環電流控制以及平均電流控制。考慮對輸入電流的諧波畸變率、直流母線電壓的穩定性、穩壓精度以及動態響應性能等幾個方面性能的要求，本設計中電流內環采用滯環控制方式，而電壓環則采用PI控制，控制系統的結構框圖如圖5所示。

圖5　交錯并聯Boost電路控制系統結構框圖

直流母線電壓作為外環，網側交流電流作為內環。直流母線電壓的采樣值Uf與給定的參考電壓Uref進行比較，二者的誤差經PI調節器輸出后，再乘以與電網電壓同相位的單位正弦電壓sinωt，得到一個正弦電流給定指令i＊，將電流給定指令i＊送入PWM模塊產生SPWM信號，單片機的PWM專用端口輸出的SPWM信號經過模擬二階有源濾波器濾波后得到基準電流加到電流滯環比較器。電感電流由電流霍爾傳感器來檢測，所檢測的電流經運放放大、濾波、精密整流等處理后加到滯環電流比較器，滯環比較器的輸出端輸出PWM波控制交錯并聯Boost電路的功率開關器件，從而實現直流母線電壓的穩壓和輸入側高功率因數的控制要求。

在實驗中由于網側電壓頻率為50Hz，開關頻率設定為10kHz，建立單個電網周期為100個點的正弦表，在過零點處復位正弦表的指針，既能做到與電網同步，又減輕了CPU計算的負擔。

2.3電感和電容的參數設計

交錯并聯Boost電路達到穩態后，其輸出電壓穩定在Udc。當交錯并聯Boost電路帶有后級負載時，為了使直流母線電壓有一定的穩定范圍，交錯并聯Boost電路的輸出濾波電容應該有合適的值。在一定的負載電流和允許的輸出直流母線電壓脈動要求下，假設在市電周期Ts期間，輸出母線電壓從Udc跌落到Udcmin，輸出功率為Po，濾波電容為C1，則有：

根據紋波電壓要求和功率要求來計算選擇所需要的濾波電容的值。

交錯并聯Boost電路中電感工作于電流連續狀態，由于電流環采用滯環控制方式，設電感的最大峰值電流為ILpeak、最大平均電流為ILmean、紋波電流為ΔiL。一般的情況下，選擇電感時使電感的峰值電流ILpeak＝ILmean＋ΔiL不大于平均電流的20%。根據上述要求，則開關管導通期間有：

交錯并聯Boost電路中輸出電壓與輸入電壓的關系可表示為：

根據輸入輸出功率守恒，有：

由式（2）、式（3）和式（4）可得：

當給定了輸出電壓Udc，輸出電流Idc，輸入電壓Us和開關頻率f等指標后，可求出儲能電感值。

3　移相全橋DC／DC電路的設計及分析

3.1移相全橋DC／DC電路工作原理

移相全橋軟開關變換器主要利用高頻變壓器的漏感或原邊串聯電感和開關管的寄生電容或外接并聯電容諧振來實現零電壓軟開關，其電路拓撲如圖6所示。Q3、Q4、Q5和Q6是4個功率開關管，D3、D4、D5和D6是4功率開關管的反并聯二極管，C3、C4、C5和C6是四4個并聯電容，Lr是諧振電感，它包括變壓器的漏感和外接串聯的電感，Tr是高頻變壓器，Cf和Lf構成輸出濾波電路。

在每個PWM周期內，每個橋臂的上下兩個開關管均為180°互補導通，并留有一定的死區時間，兩個橋臂的導通角相差一個相位，即移相角，如圖7中的α所示，其中相位超前的開關管Q3和Q4構成超前橋臂，Q5和Q6構成滯后橋臂。通過調節每個開關周期內移相角α的大小，即可改變輸出電壓的值。

圖7中Vo的陰影部分是變壓器副邊的占空比丟失的現象。這是移相全橋ZVS DC／DC變換器的一個固有現象，無法消除，但可以通過采用串聯飽和電感的方法和加鉗位二極管的方法等來減小占空比的丟失。本文對此不做進一步的論述。

3.2參數設計

在實驗中，將功率開關管的寄生電容作為諧振電容，在根據功率等級和電路參數的計算選定功率開關管后，查閱相關的DataSheet即可獲取諧振電容的大小。

根據3.1節的分析可知，諧振電感值的選取對于移相全橋ZVS變換器至關重要。若電感值太小，會造成滯后臂軟開關的失敗；若電感值太大，會造成副邊占空比丟失現象更加嚴重，損失更多的效率。若不考慮變壓器的寄生電感，可得：

根據輸入電壓和輸出功率即可計算出電感的下限值。

3.3控制系統設計

車載充電機采用恒流充電和恒壓充電兩種模式，恒流充電時采用電流閉環和電壓限定控制相結合的算法，恒壓充電時采用電壓閉環和電流限定控制相結合的算法，如圖8所示。

當車載電池組恒流充電時，輸出電流給定值I＊O和實際輸出電流IO比較，經過PI調節，送入PWM控制器，得到開關管的驅動信號，為了防止充電電壓過沖影響車載電池組的性能，采用了電壓限定的方法，當充電電壓高于電壓限定值時，減小充電電流。并且實時檢測設備的環境溫度，可以根據環境溫度完成對負載輸出的階梯限制。

同理，當車載電池組恒壓充電時，輸出電壓給定值U＊O和實際輸出電壓UO比較，經過PI調節，送到PWM控制器，得到開關管的驅動信號。為了防止充電電流過沖影響車載電池組的壽命和防止充電電流過沖可能引發的危險。采用了電流限定的方法，當充電電流高于電流限定值時，減小充電電壓。

圖8　移相全橋軟開關變換器的控制策略

4　仿真和實驗結果

本文使用Matlab／Simulink建立系統控制模型來驗證所提出方案的可行性。仿真模型中前級交錯并聯Boost電路采用電壓電流雙閉環控制，電壓環采用PI調節器，電流內環采用滯環比較器。后級移相全橋ZVS DC／DC采用單電壓環和單電流環實現恒壓恒流充電的功能。系統仿真參數設置如下：單相額定電網電壓幅值US＝311V，額定電網頻率fS＝50Hz，直流母線電壓Udc＝400V，變壓器的變比設置為1：1.4，輸出恒定電壓為UO＝400V，輸出恒定電流為IO＝20A。負載采用一個大電容代替車載電池組。

圖9（a）給出了輸入電流和電網電壓的波形，輸入電流iS與電網電壓US同頻同相，實現了輸入的高功率因數。圖9（b）給出了前級交錯并聯Boost電路的輸出電壓的波形，輸出電壓很快穩定在400V。圖9（c）給出了移相全橋DC／DC的開關管的管壓降和驅動脈沖的波形，在開關管壓降為零時發出驅動脈沖實現了零電壓開通，在驅動脈沖關斷后，開關管的管壓降才緩慢上升，實現了零電壓關斷。電池一般是采用先恒流充電再恒壓充電的充電方法，圖9（d）和（e）給出了輸出電流和輸出電壓的波形，可以看出，由于控制環路的作用，輸出都很快地穩定在給定值處。

圖9　仿真波形

圖10　實驗波形

實驗測試的波形如圖10所示，圖10（a）中的電流波形正弦化且與電網電壓波形同相位。圖10 （b）是直流母線的分壓電阻上的電壓波形，圖中顯示出母線電壓非常平穩。圖10（c）是DC／DC電路中開關管的管壓降和相應的開關管的驅動波形，管壓降的波形進行了10倍的衰減，圖中的波形表明開關管實現了軟開關。圖10（d）是DC／DC電路恒流輸出的電流波形，輸出電流波形平穩，滿足輸出精度±5%的要求。

仿真波形和實驗測試波形的對比表明：本文設計的新型車載充電機能夠獲得穩定的直流母線電壓，同時能夠實現輸入電流波形正弦化和輸入電流

波形跟蹤輸入電壓波形，具有較高的功率因數。并且能高效地完成對車載電池組的充電任務。

5　結論

本文研究設計了一種新型的HEV車載充電機，相對于采用傳統拓撲結構的車載充電機可以進一步提高效率。在詳細分析新型車載充電機的兩部分電路的工作原理的基礎上，設計了相應的控制策略并進行了仿真和實驗測試。仿真和實驗結果驗證了該變換器的可行性，證明了本文設計的車載充電機能夠較好地滿足車載電池組的先恒流充電再恒壓充電的需求，而且其輸出的穩定性較好，成本較低適合大規模生產，為未來車載充電機的廣泛應用奠定了很好的基礎。

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中圖分類號：TM912

文獻標識碼：A

文章編號：1005—7277（2015）06—0021—05

作者簡介：

陳小虎（1991—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子變換器及其控制技術研究。

陳息坤（1962—），男，副教授，研究方向為大功率電力電子變換與控制技術、新型儲能及其變換控制技術、新能源發電技術等。

收稿日期：2015－08－17

Research on a novel vehicle charger of hybrid electric vehicle

CHEN Xiao－hu，CHEN Xi－kun

（Electromechanical Engineering and Automation College，Shanghai University，Shanghai 200072，China）

Abstract：In order to reduce the harmonics injected into the grid when HEV is connected to the grid for charging，

the vehicle charger must carry on the power factor correction（PFC）.Single－phase uncontrollable rectifier with Boost circuit is the most commonly used PFC circuit，which can limit the converter efficiently.An interleaved Boost circuit is designed as PFC circuit.The phase－shifted full－bridge ZVSDC／DC is used as post－stage circuit of vehicle charger to further improve efficiency.The design method of several key parameters and the corresponding control strategies are given based on the analysis of the principles of the main circuit topology.The simulation and experimental results verify the feasibility of the design of the new vehicle charger.

Key words：vehicle charger；PFC；interleaved parallel Boost