多逆變器并聯的均流控制策略

張建文 王 鵬 王 晗 蔡 旭

（上海交通大學風力發電研究中心 上海 200240）

0 引言

近年來，隨著電力電子技術的迅速發展，逆變器越來越朝著大容量的方向發展[1]。特別是在新能源應用領域，例如風力發電，光伏發電和蓄能電站等，其中逆變器的容量可以高達數MW。然而受制于功率開關器件通流能力，在大功率應用場合特別是在低壓大電流領域，單逆變器技術方案難以滿足功率輸出的要求，只能采用多個逆變器并聯的技術方案以提高逆變器的輸出功率。并聯技術的采用使得在大容量應用場合采用低功率等級的開關器件成為可能，降低了生產成本；同時，采用并聯技術便于進行模塊化設計以縮短生產周期，并拓寬了功率模塊的使用范圍[2,3]。

一般采用的單套逆變器系統為三相三線制結構，所以沒有零序環流通道，故不存在環流問題，但在多逆變器并聯的系統中，存在環流通道，如果不加以抑制，就會引起嚴重的環流問題[4-6]。由于環流只在并聯的逆變器之間流動，并不體現在并聯逆變器的輸出總電流中，因此環流的存在一定程度上降低了系統的有效容量，同時增加了電路的損耗，降低了系統的效率[4,5]。由于逆變器等效直流內阻和輸出引線的電阻很小，并聯逆變器各模塊輸出電壓之間較小的直流分量差也會造成較大的直流環流。過大的直流環流有可能使逆變器輸出濾波電感飽和，使得逆變器不能正常工作；其次，即使各模塊輸出電壓的幅值和相位相同，由于直流環流的存在，各模塊的熱應力和電應力仍不均衡，降低了并聯系統的可靠性。環流還會引起不均流問題，從而使功率開關器件承受的電流應力不均衡，影響其使用壽命，并限制了系統容量的增加[4-6]。因此，環流抑制和均流控制是多并聯逆變器控制必須要解決的關鍵問題。

消除環流主要有兩種方法。一是在硬件上消除環流通道，一是軟件上采用適當的控制方法對環流加以抑制。文獻[7]采用交流側帶隔離變壓器的方案，阻斷了交流側環流通路，但是隔離變壓器的體積和重量很大，使得系統的成本大大增加。文獻[8]提出的獨立直流母線拓撲結構，消除了環流通道，但這種拓撲結構只適用于具有電氣隔離作用的六相電機，不適用于三相電機，應用場合受到嚴重限制。文獻[9]將并聯變換器當作一個整體來控制，從控制方法上抑制了環流，但這種方式控制復雜，當更多模塊并聯時很難實現。

針對上述問題，本文建立了多個逆變器并聯拓撲數學模型，在此基礎上，定義了衡量環流大小和不均流程度的數學公式，分析了環流和不均流的形成機理，證明了環流產生的根本原因是由于各并聯逆變器輸出電壓不一致造成的，因此，抑制并聯逆變器環流的最有效辦法就是通過調節各個并聯逆變器的輸出電壓使之基本相等從而抑制環流。

本文設計了一套基于主從式控制結構的數字控制器，通過高速光纖串行通信將各個子控制器采集的模擬信號傳送至主控制器中進行集中處理；主控制器同樣通過高速光纖串行通信向各個從控制器發送相同的脈沖占空比信息，通過高速光纖串行通信同步發送機制，確保各并聯逆變器輸出電壓的一致性；此外，主控制器在每個開關周期內向各個從控制器發送硬件同步信號，確保各個子控制器中三角載波的同步性；在保證逆變器輸出端電壓基本一致的條件下，提出一種脈沖延時補償方案對由于逆變器輸出阻抗不一致所導致的相電流不均流問題進行了補償。最后，在實驗室樣機上進行了實驗驗證，實驗結果驗證了理論分析以及提出控制策略的正確性。

1 多逆變器并聯的數學模型

圖1所示為多個逆變器并聯驅動異步電機的結構示意圖，系統由N個結構完全相同的三相 IGBT全控橋（BH-1,…,BH-N）組成，所有N個三相全控橋的直流端均連接在一起，三相全控橋的輸出端通過均流電抗器L1,…,LN相連于一起接在異步電機的三相輸入定子端。

圖1 多逆變器并聯的拓撲圖Fig.1 Topology of multiple parallel inverters

多逆變器并聯的控制目標：①控制逆變器輸出的總電流平衡，也即流入電機的三相電流isa、isb和isc平衡；②抑制各子逆變器之間的環流；③抑制各子逆變器輸出電流的不均流現象，即控制isa1=··=isaN，isb1=··=isbN和isc1=··=iscN。

1.1 多逆變器并聯的電流分析

圖2所示為N個三相逆變器并聯接異步電動機的等效數學模型。假設每個并聯逆變器的三相串聯均流電抗器和線路雜散參數相等，圖中uan、ubn和ucn分別為n個并聯逆變器的輸出三相端電壓；Rn和Ln為考慮線路雜散參數以及加上各并聯逆變器串聯均流電抗器的等效電阻和電感；ua、ub和uc分別為電機三相定子端電壓；Rs和Ls分別為電機的定子等效電阻和電感；ea、eb和ec為電機的三相感應電動勢。

圖2 多逆變器并聯的數學模型Fig.2 Mathematic model of multiple parallel inverters

由圖2，根據基爾霍夫電流定律可得

式中，iskn為第n個并聯逆變器的k相相電流；ukn為第n個并聯逆變器的k相輸出端電壓；uk為并聯逆變器輸出公共端k點端電壓，其中k=a,b和c；Rln+jωLln為第n個逆變器輸出端至電機定子公共端的輸出線路的雜散阻抗參數，Rzn+jωLzn為第n個逆變器串聯的均流電抗器阻抗參數，ω為逆變器輸出電流的角頻率。

為了更加有效地分析各并聯子逆變器的輸出電流平衡特性，定義如下兩個變量：

（1）環流。定義第m個逆變器與第n個逆變器的k相之間的環流大小為

（2）不均流度。定義第n個并聯逆變器的k相相電流的不均流度為

考慮下面兩種情況下，多個逆變器并聯系統的環流和不均流情況：

（1）各并聯逆變器的串聯均流電抗器與線路雜散參數均相等，即Z1=Z2=…=ZN=Z，則

式（2）可簡化為

式（3）可簡化為

由式（4）和式（5）可知，在情況（1）條件下，環流大小取決于逆變器的輸出阻抗、各并聯逆變器輸出端電壓的差值；不均流度取決于各個并聯逆變器的輸出端電壓與多個并聯逆變器輸出端電壓的均值的偏離程度。

（2）各并聯逆變器的輸出端電壓均相等，即uk1=uk2=…=ukN=uks，則

式（2）可簡化為

式（3）可簡化為

由式（6）和式（7）可知，在情況（2）條件下，環流大小取決于逆變器輸出阻抗的差異性；不均流度取決于各個并聯逆變器的輸出阻抗與多個并聯逆變器輸出阻抗均值的偏離程度。

由式（6）可知，當各并聯逆變器輸出端電壓相等時，環流大小主要取決于各并聯逆變器串聯電抗器和線路雜散阻抗之間的差值，對于文中提出的系統，串聯電抗器本身的值就很小，而線路雜散阻抗更是可以忽略不計，因此由于串聯電抗器阻抗不一致所造成的環流是非常小的。

由式（7）可知，當各并聯逆變器輸出端電壓相等時，第n個并聯逆變器的k相相電流的不均流度主要取決于該相串聯電抗器的導納以及所有k相串聯電抗器的導納平均值，一般情況下，很難保證所有n個并聯系統的串聯電抗器的導納值相等，因此不均流的現象總是不可避免的。

對于文中提出的系統，由于串聯均流電抗器的值很小，綜上分析可以得出以下幾個結論：

（1）環流主要由并聯逆變器輸出電壓差異性造成；不均流除了受各并聯逆變器輸出電壓影響，還取決于各并聯逆變器輸出阻抗的參數差異性。

（2）由于本系統串聯均流電抗器非常小，在并聯逆變器輸出電壓差異性很小的情況，可以忽略由于逆變器輸出阻抗不一致所引起的環流大小。

（3）由于很難保證所有N個并聯逆變器的串聯電抗器的阻抗一致性，因此即使在并聯逆變器輸出電壓差異性很小的情況，不均流的現象也總是存在的。

綜上分析，對于多個逆變器并聯系統的控制，首要目標是控制各并聯逆變器輸出端電壓相同，以主要抑制各并聯逆變器之間的環流大小；然后在各并聯逆變器輸出端電壓相同的情況下，通過其他控制方法對由于并聯逆變器的輸出阻抗不一致性而引起的輸出相電流不均流進行補償。

1.2 多逆變器并聯的輸出電壓分析

圖3為第n個并聯逆變器的k相橋臂的輸出等效示意圖，圖中utkn為上管IGBT的導通壓降；ubkn為下管IGBT的導通壓降，圖3中設置母線電容的虛擬中點O點作為逆變器輸出電壓的參考零電位。

圖3 逆變器的單相輸出電路Fig.3 Topology of single phase for the inverter

圖4為逆變器一個橋臂的PWM脈沖信號生成示意圖，其中uref(t)為調制信號，uc(t)為三角載波。在一個開關周期內，逆變器輸出電壓ukn為

圖4 逆變器PWM脈沖信號生成圖Fig.4 PWM pulse generation block of inverter

式中，Udc為逆變器直流母線電壓；skn為第n個逆變器的k相橋臂的開關函數，當第n個逆變器的k相橋臂上管 Stkn導通時，skn=1；下管 Sbkn導通時，skn=0。

在一個載波周期求輸出電壓的平均值，可得

式中，ton為一個載波周期內橋臂上管導通時間；T為載波周期；Dkn為第n個逆變器的k相橋臂的占空比。設uc(t)的幅值為1，采用規則采樣可得

把式（9）代入式（8）可得一個開關周期內，逆變器輸出平均端電壓為

式（10）沒有考慮橋臂死區的影響，死區的存在會使實際 IGBT的驅動信號與理想驅動信號存在偏移，產生所謂的死區效應，從而導致逆變器實際輸出電壓值與期望輸出電壓值之間存在一個誤差電壓[6]。

根據文獻[6]可得誤差電壓表達式

式中，Tdkn為第n個逆變器k相輸出死區時間。

綜上，考慮IGBT的導通壓降以及死區效應后，得到逆變器輸出端電壓表達式

由式（13）可以看出，逆變器輸出端電壓與直流母線電壓、調制波、IGBT導通壓降以及死區時間均有影響。

2 多逆變器并聯的控制策略

針對多逆變器并聯存在的環流和不均流問題，主要考慮從兩個角度來解決：一是從器件和線路本身出發解決系統參數的一致性問題；二是從控制角度出發保證各并聯逆變器輸出端電壓的一致性。

2.1 并聯逆變器參數一致性考慮

為了抑制環流和不均流現象，對于參數的一致性問題，可以從如下幾個方面考慮：

（1）各并聯逆變器的直流母線接線端子之間應保持盡量短的連接距離，且連接線線徑應盡量大，以降低母線寄生電感，避免各并聯逆變器的母線電壓出現不一致。

（2）選用同批次出廠以及經過一致性測試的功率器件，以保證各并聯逆變器選用的 IGBT具有相同的開關特性和導通壓降。

（3）選用同批次出廠以及經過阻抗一致性測試的串聯均流電抗器。

（4）各并聯逆變器的輸出端子與串聯均流電抗器，串聯均流電抗器與異步電機的定子公共端之間的連接距離應盡量保持一致，從而保證各并聯逆變器的輸出線路具有相同的線路阻抗參數。

圖5 多并聯逆變器的主從控制結構框圖Fig.5 Master-slave control block of the parallel inverters

2.2 并聯逆變器輸出電壓一致性控制

為了保證各并聯逆變器輸出端電壓相同，需要從控制角度保證：

（1）各并聯逆變器對應的三相載波和調制波幅值應保證一致，相位要保證同步。

（2）各并聯逆變器設置相同的死區時間。

（3）PWM調制策略采用SPWM調制，保證各并聯逆變器輸出電壓中不含零序電壓分量，從而保證各逆變器之間的零序環流幾乎為零。

基于高速光纖串行通信同步發送機制的主從式系統控制結構框圖如圖5所示。

圖5中BH-1,BH-2,…,BH-N為N個并聯的逆變器，SC-1,SC-2,…,SC-N為N個從控制器，Master Controller為主控制器。

各從控制器的核心器件由FPGA和A-D轉換器組成，主要負責采集各并聯逆變器的電流，經過A-D轉換器變為數字信號，通過FPGA上的串行光纖通信接口將數據發送至主控制器，同時將接收到的由主控器發送過來的逆變器占空比信息轉換為對應的脈沖信號經過光纖通道送至逆變器的功率開關管驅動電路，同時接收逆變器功率開關管驅動電路送出的IPM故障信號，以對逆變器的IPM進行實時保護。

主控制器由A-D轉換器，FPGA和DSP以及各種外圍器件組成，其主要功能是采集異步電機的總電流、速度信號以及直流母線電壓信號，經過A-D轉換器變為數字信號，同時接收子控制器通過串行光纖通信接口傳送的各個并聯逆變器的電流信號，由DSP對所有模擬信號進行濾波處理，然后執行異步電機的控制算法，計算出來的占空比信息通過光纖串行通信口同步發送至各個并聯逆變器的子控制器中；此外，主控制器通過一根同步信號線來同步各個子控制器中的載波信號，從而保證載波信號和調制波信號的一致性，同步信號和串行通信每個開關周期內執行一次。

采用基于光纖通信的主從控制器結構，基本上能夠保證各并聯逆變器載波和調制波的同步性，影響同步時序的誤差因素有

（1）FPGA晶振。選用同批次一致性好的有源晶振，以減小一個開關周期內晶振的累積誤差。

（2）串行光纖通信。保證串行光纖線的長度一致，采用高速率（10MHz）的光纖通信線，且串行通信比特率高達7.5Mbit/s，以盡量保證各從控制器能夠同步接收到對應的占空比信息。

2.3 并聯逆變器輸出相電流均流控制

當控制各并聯逆變器的輸出端電壓近似相等的條件下，根據式（6）可知，不均流度主要由線路參數的不一致性決定。

本文提出了一種延時 PWM輸出脈寬來改善均流效果的控制方法。具體實現方法如下：當dkn＞0時，則意味著輸出線路lkn的阻抗Zn相比其他線路較小，此時可以考慮適當減小ukn的大小，從而達到減小dkn的效果；當dkn＜0時，則意味著輸出線路lkn的阻抗Zn相比其他線路較大，此時可以考慮適當增大ukn的大小，從而達到增大dkn的效果。

延時脈寬補償法的實現有兩種方法：

（1）開環補償法。利用采用查表方法，通過測量不同電流情況下的不均流度來建立不同的補償曲線簇，根據曲線進行脈沖寬度的延時補償。該方法具有實現簡單，基本不增加控制算法的優點；不足是補償曲線建立比較復雜，需要經過長期反復測試獲取實驗數據，才能取得良好的控制效果，適應性較差，針對不同的并聯系統，因為參數不一致，可能需要重新建立補償曲線簇。

（2）閉環補償法。即采用閉環PI調節的方法，通過監測不均流度，自動進行脈沖寬度的調整，直到不均流度接近為零，圖6所示為閉環補償法的原理框圖。

圖6 脈寬延時的閉環補償法Fig.6 Pulse width delay compensation method

閉環補償法的優點是能夠實現自動補償，可以適應不同并聯數量的多逆變器并聯系統；缺點是閉環控制器 PI參數調節困難，且增加控制算法復雜度；當N值很大時候，會大大增加程序的計算量，甚至無法實現。

2.4 系統控制框圖

圖7為異步電機用多逆變器并聯系統控制算法框圖。異步電機多采用矢量控制算法，控制器內環為電流環，外環為速度環。內環控制中，勵磁電流給定值i*sd=ψr/Lm，其中ψr為轉子磁鏈給定值，轉矩電流給定值i*sq由速度外環得到，采用電流前饋解耦實現勵磁電流和轉矩電流的解耦控制；外環控制中，參考速度與實際速度比較，經過PI調節得到q軸參考電流值。通過內環閉環調節得到逆變器的控制電壓，經過SPWM模塊得到逆變器的占空比信息，再結合不均流計算模塊輸出的各并聯逆變器的不均流信息，執行相應的均流控制算法，得到各并聯逆變器的占空比信息。

圖7 逆變器并聯系統控制框圖Fig.7 Control block of the parallel inverters system

3 實驗結果分析

通過實驗來驗證所提多逆變器并聯運行的控制策略的有效性。實驗平臺如下：690V/50Hz三相電網接一臺PWM整流器控制直流電壓Udc=1 100V，通過兩臺逆變器并聯驅動一臺350kW異步電動機，逆變器均流電抗L=40μH。數字控制器采用TI公司的浮點型 DSP芯片 OMAP137，FPGA選用 Xilinx的Spartan3A系列，型號XC3S1400A，模數轉換芯片采用AD公司的16位芯片AD7656，模擬信號采樣頻率6kHz，開關頻率3kHz。

本文采用開環查表補償法來抑制兩臺逆變器并聯運行的不均流情況，初步進行試驗發現兩個子逆變器的 C相電流不均流度幾乎為零，而子逆變器BH-2的A相電流和B相電流相對較小，因此在實際應用中只需要對A相和B相電流進行補償即可。在不同電流下通過反復測試，可以得到如圖8所示的擬合補償曲線。在實際應用中根據總電流大小，按照曲線查表得到需要補償的脈沖時間進行補償即可實現不均流控制，實驗波形如圖9和圖10所示。

圖8 并聯逆變器的補償曲線Fig.8 Compensation curves of the parallel inverters

圖9給出了采用均流控制算法前和采用均流控制策略后的實驗波形。由圖9a可見反饋發電機電流進行控制并聯逆變器的總輸出三相電流平衡，但是兩并聯子逆變器的輸出三相電流嚴重不平衡，特別是A相電流和B相電流的不均流現象尤為明顯；圖9b給出了采用均流控制后的波形情況，采用均流控制算法后兩并聯逆變器的三相電流平衡，且均占總輸出電流的一半左右，從而大大降低了各并聯逆變器輸出相電流的不均流度，其中A相電流的不均流度由補償前的34.1%降低到補償后的 3.3%，B相電流的不均流度由補償前的30.9%降低到補償后的 2.5%，實驗結果驗證了均流補償算法的正確性。

圖9 兩臺逆變器并聯的電流波形Fig.9 Experiments results of the parallel inverters

圖10 不同定子輸出電流下的控制效果Fig.10 Experiments results in different stator currents

圖10給出不同電流下采用均流控制后的逆變器輸出電流波形。由圖10可知，采用圖8所示的補償曲線，在不同電流情況下，在保證總輸出電流平衡的條件下，兩個并聯子逆變器的輸出三相電流也實現了平衡，且其幅值均占總輸出電流的一半左右，說明采用所述均流控制策略大大降低了并聯逆變器輸出相電流的不均流程度，從而驗證了所述均流控制策略的正確性。

4 結論

通過設計主從控制器，利用高速光纖串行通信以及脈沖同步技術，解決了多并聯逆變器輸出端電壓不一致問題；此外通過將脈沖調制方式改為SPWM調制方式，從而有效地抑制了并聯系統中存在的環流問題；在上述基礎上，提出一種開環脈沖延時補償方法，對多并聯逆變器輸出的不均流問題進行了補償。實驗結果表明，提出的方法能夠有效地解決多并聯逆變器系統存在的環流和不均流問題。

[1]Boldea M I,Tutelea L,Serban I.Variable speed electric generators and their control: an emerging technology[J].Journal of Electrical Engineering,2002,l(3): 20-28.

[2]余蜜,康勇,張宇,等.基于環流阻抗的逆變器并聯控制策略[J].中國電機工程學報,2008,28(18):42-46.

Yu Mi,Kang Yong,Zhang Yu,et al.Research on a novel current-sharing scheme based on circulating impedance of multi-inverter parallel system[J].Proceedings of the CSEE,2008,28(18): 42-46.

[3]于瑋,徐德鴻.基于虛擬阻抗的不間斷電源并聯系統均流控制[J].中國電機工程學報,2009,29(24):32-39.

Yu Wei,Xu Dehong.Control scheme of parallel UPS system based on output virtual resistance[J].Proceedings of the CSEE,2009,29(24): 32-39.

[4]Ye Zhihong,Boroyevich D,Choi Jae-Young,et al.Control of circulating current in two parallel three-phase boost rectifiers[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2002,17(5): 609-615.

[5]張宇,段善旭,康勇,等.三相逆變器并聯系統中零序環流的研究[J].中國電機工程學報,2006,26(13): 62-67.

Zhang Yu,Duan Shanxu,Kang Yong,et al.The research of zero-sequence circulating currents between parallel three-phase inverters[J].Proceedings of the CSEE,2006,26(13): 62-67.

[6]于瑋,徐德鴻,周朝陽.并聯 UPS 系統均流控制[J].中國電機工程學報,2008,28(21): 63-67.

Yu Wei,Xu Dehong,Zhou Chaoyang.Control strategy of paralleled UPS system[J].Proceedings of the CSEE,2008,28(21): 63-67.

[7]Kun Xing,Lee F C.Interleaved PWM with discontinuous space-vector modulation[J].IEEE Transactions on Energy Conversion,1999,14(5): 906-917.

[8]李建林,高志剛,胡書舉,等.并聯背靠背 PWM變流器在直驅型風力發電系統的應用[J].電力系統自動化,2008,32(5): 59-62.

Li Jianlin,Gao Zhigang,Hu Shuju,et al.Application of parallel back-to-back PWM converter on the direct-drive wind power system[J].Automation of Electric Power Systems,2008,32(5): 59-62.

[9]Yoshihiro K.Cross current control for parallel operating three phase inverter[C].IEEE Power Electronics Specialists Conference,Taipei,China,1994:943-950.