走廊環境極化信道大尺度特性測量與建模

胡留軍,張繼良,汪 洋,丁麗琴,陳詩軍

走廊環境極化信道大尺度特性測量與建模

胡留軍1,張繼良2,汪 洋2,丁麗琴2,陳詩軍1

(1.中興通訊股份有限公司,廣東深圳 518055;
2.哈爾濱工業大學深圳研究生院,廣東深圳 518055)

為了建立室內走廊環境2.4~2.5 GHz極化大尺度衰落模型,采用矢量網絡分析儀搭建無線信道測量平臺,并利用該平臺在典型教學樓走廊環境下測量信道。通過測量數據提取信道的損耗系數、交叉極化隔離、陰影衰落方差、頻率補償系數等大尺度特性參數,建立該環境極化信道的大尺度衰落模型。測量結果表明,在2.4~2.5 GHz頻帶,頻率對大尺度衰落的影響可忽略不計。

走廊信道;極化信道建模;極化信道測量;大尺度衰落

2.4 ~2.5 GHz頻帶被廣泛應用于工業、醫療和科學領域的無線通信系統。評估無線通信系統傳輸容量和可靠性,需建立無線信道模型以模擬各種實際信道環境。對于網絡規劃和鏈路預算算法而言,大尺度衰落模型尤為重要。當收發天線采用多種極化方式發射、接收信號時,一方面需要考慮收發距離增大導致的接收功率下降,另一方面需要考慮不同極化類型的發射天線、接收天線之間的交叉極化隔離帶來的能量損失。

大尺度信道測量可采用時域測量和頻域測量2種方式。時域測量需要大量昂貴的高速器件,且需要自行搭建測試平臺,研究成本高,周期較長。頻域測量可利用網絡分析儀,測量數據量大,測量精度高[1-6]。目前大多數研究機構均采用基于網絡分析儀的頻域測量技術對各類室內無線信道進行研究。

1990年,Zaghloul等[1]率先采用網絡分析儀測量900~1100 MHz室內信道,并給出了傳輸損耗系數。1993年,Kalivas等[2]采用網絡分析儀測量了21.6、37.2 GHz頻帶穿墻后的損耗增量。1996年, Santella等[3]對室內1、5.5、10、18 GHz四個頻點進行測量,并給出了室內信道的傳輸損耗系數。受大散射體的影響,電波功率會產生微小的波動,這種波動稱為陰影衰落。Araque等[4]通過實測給出了室內802.11a信道的傳輸損耗系數和陰影衰落方差。文獻[7-12]采用網絡分析儀測量單極化無線信道的大尺度衰落特性,建立了響應的信道模型,并通過實測分析了典型MIMO無線通信系統的差錯性能。

研究表明,極化分集能顯著提高信道容量[15],因此,有必要對極化信道進行建模。Molina-Garcia-Pardo等[5]在2.45 GHz頻率下對室內極化寬帶信道進行測量,建立了極化信道的傳輸損耗模型,給出了傳輸損耗系數、交叉極化隔離及墻壁引起的損耗增量。

走廊環境是室內信道環境的重要組成部分,目前針對走廊的信道測量與建模往往關注單極化無線傳播信道,如Andrusenko等[13]采用信號發生器和頻譜分析儀測量了室內走廊環境單極化無線信道,但針對中國典型城區走廊環境大尺度極化信道模型的研究尚不多見。鑒于此,選擇802.11b/g規定的2.4~2.5 GHz測量頻帶及該頻帶極化信道的損耗系數、交叉極化隔離、陰影衰落方差、頻率補償等參數,對哈爾濱工業大學深圳研究生院C教學樓2層南側走廊采用網絡分析儀進行測量和數據分析,以得到走廊環境大尺度衰落模型。

1 測量系統及測量方案

2.4 ~2.5 GHz寬帶無線信道測量系統基于矢量網絡分析儀搭建。信道測量系統的結構如圖1所示。矢量網絡分析儀采用掃頻的方式測量端口間的幅度響應和相位響應。掃頻信號經功率放大器放大后通過發射天線發射,信號經無線信道被接收天線接收并經低噪放大器放大后,送入矢量網絡分析儀,從而獲得信道的頻率響應。

圖1 信道測量系統的結構Fig.1 The structure of channel sounder system

系統天線為鞭狀天線,天線增益GT=GR=7 dB。收發天線高度均為h=108 cm,收發端饋線長度均為L=10 m的同軸電纜,電纜的損耗分別為LT=16.07 dB和LR=15.89 dB;低噪放大器增益GA=15 dB,低噪放大器和饋線共同的幅度響應如圖2所示。網絡分析儀選用安捷倫公司的E5071B,發射功率PT= 0 d Bm,掃描頻點數401個,相鄰頻點間隔250 k Hz。采用本系統測得的典型無線信道幅度響應如圖3所示。為了盡量避免干擾,測量選擇在午夜進行。測量環境平面圖如圖4所示。

圖2 測量系統的幅度響應Fig.2 Amplitude response of measurement system

圖3 典型無線信道的幅度響應Fig.3 Amplitude response of typical wireless channel

圖4 測量環境平面圖Fig.4 The plane graph of measurement environment

選取16個測量點,測量點間隔1 m。將垂直極化的發射天線固定在一點,改變接收天線的位置和極化方向,采用網絡分析儀分別提取不同情況下信道的傳遞函數,并根據傳遞函數的幅度響應得到大尺度衰落模型參數。

2 測量結果

2.1 傳輸損耗平均值

為了去除放大器和饋線對測量造成的影響,需對放大器和饋線的傳遞函數進行測量,并在數據處理時將其影響消除。將饋線的2個端點相連,用網絡分析儀測得放大器和饋線共同的頻率響應Hsys(f)。

在測量信道傳遞函數時,對測量結果去卷積以消除饋線和放大器的影響,

其中:f為頻率;H(f)為信道的傳遞函數;Hsys(f)為饋線和放大器的傳遞函數;Hmeas(f)為測得的傳遞函數。

測量得到的信道傳遞函數與距離的關系如圖5所示。相同位置不同頻點的信道傳遞函數劇烈變化的原因是多徑疊加產生的衰落具有頻率選擇性。

接收信號Y(f)=H(f)X(f)。其中:H(f)為信道傳遞函數;X(f)為發射信號。則接收信號的功率譜密度為:

若發射信號在全頻帶內功率譜密度相等,則接收信號的功率為:

因此,信道對信號的損耗為:

頻域采樣后的信道損耗為各個頻率上信道系數的代數平均值:

圖5 信道傳遞函數與距離的關系Fig.5 Relation of channel transfer function and distance

采用最小均方誤差估計算法對信道損耗進行線性回歸,接收信號功率變化如圖6所示,可得同極化和交叉極化情況下的平均傳輸損耗為:

因此,在垂直、水平極化模式下,無線信道的傳輸損耗系數分別為αV=1.24,αH=1.06。

2.2 陰影衰落方差

陰影衰落因子服從對數正態分布,根據不同位置接收功率對傳輸損耗的偏移量,可得到陰影衰落的估計方差代入各個測量點的接收功率值,可得=5.24 dB2。陰影衰落方差與測量數據的關系如圖7所示。

圖7 陰影衰落方差Fig.7 Variation of sadowing

2.3 交叉極化隔離

根據式(1)、(2),交叉極化隔離值

交叉極化隔離值隨距離的增大而減小,這是因為隨距離的增大,去極化作用逐漸增強。

2.4 頻率補償

在寬帶信道中,不同頻率信號的傳輸損耗可能各不相同,因此,需對大尺度衰落進行頻率補償。在計算頻率補償時,需先消除傳輸損耗均值和陰影衰落的影響:

其中:HV、HH分別為同極化、交叉極化2種情況下的信道傳遞函數;LH、LV分別為2種情況下的功率損耗。

排除距離和極化狀態的影響,有

將ΔL(f)對f進行線性回歸,所得頻率補償如圖8所示。根據線性回歸的結果可得:

根據式(3)可得max{~f}=0.83?L。因此,在2.4~2.5 GHz頻帶,頻率對傳輸損耗偏差的影響可忽略不計,即大尺度衰落無需進行頻率補償。

圖8 頻率補償Fig.8 Frequency compensation

3 大尺度衰落模型

傳統大尺度衰落模型為[1,14]:

其中:XS~N(0,σ);d~=10αlg d;f~=10βlg f。

由于極化分集能提高信道容量,需考慮天線極化對信道造成的影響。極化的影響需考慮傳輸損耗差ΔL和交叉極化隔離XPD兩個參數,其定義為[7]:

其中:LVV為收發天線均垂直極化時的傳輸損耗;LHH為收發天線均水平極化時的傳輸損耗;LVH為發射天線垂直極化而接收天線水平極化時的傳輸損耗;LHV為發射天線水平極化而接收天線垂直極化時的傳輸損耗。

朗訊貝爾實驗室的測量結果表明[16],ΔL=0, LHV=LVH。結合式(4)、(5),有

XPD=LVV-LVH=LHH-LHV。

若天線之間為交叉極化,則傳輸損耗為:

L=L0+d~+XS+f~+XPD。大尺度衰落各個參數的測量值如表1所示。

表1 大尺度衰落參數Tab.1 Parameters of large scale fading channel

由表1可知,α的測量值比文獻[5]的測量值(αV=1.35,αH=1.23)偏小,這是因為本測量的空間相對狹小,散射信號功率較大。交叉極化隔離的σ2測量值與朗訊貝爾實驗室的Ling等[16]的σ2測量值8.5 d B大致相同。

由表1可得收發端天線極化方向相同時的大尺度衰落為:

收發端天線極化方向為交叉極化時的大尺度衰落為:

4 結束語

針對中國城區的典型室內走廊環境,采用網絡分析儀測量了2.4~2.5 GHz信道的大尺度衰落參數,并通過這些參數給出室內2.4~2.5 GHz大尺度衰落模型。測量得到了同極化和正交極化情況下的室內傳輸損耗系數分別為1.24、1.06,交叉極化隔離隨距離的增大而降低,其取值為-0.18×10lg d+8.1,陰影衰落的方差為5.24。此外,在2.4~2.5 GHz頻帶,頻率對大尺度衰落的影響可忽略不計。

[1] Zaghloul H,Morrison G,Tholl D,et al.Measurement of the frequency response of the indoor channel[C]//Midwest Symposium on Circuits and Systems,1990:405-407.

[2] Kalivas G,El-Tanany M,Mahmoud S.Channel characterization for indoor wireless communications at 21.6 GHz and 37.2 GHz[C]//IEEE International Conference on Universal Personal Communications,1993:626-630.

[3] Santella G,Restuccia E.Analysis of frequency domain wide-band measurements of the indoor radio channel at 1,5.5,10 and 18 GHz[C]//IEEE GLOBECOM,1996: 1162-1166.

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[5] Molina-Garcia-Pardo J M,Rodriguez J V,Juan-Llacer L,et al.Polarized indoor MIMO channel measurements at 2.45 GHz[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation,2008,56(12):3818-3828.

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[7] Zhang Jiliang,Wang Yang,Ding Liqin,et al.Bit error probability of spatial modulation over measured indoor channels[J].IEEE Transactions on Wireless Communications,2014,13(3):1380-1387.

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編輯:張所濱

Measurement and modeling of large scale channel fading under corridor scenario

Hu Liujun1,Zhang Jiliang2,Wang Yang2,Ding Liqin2,Chen Shijun1
(1.ZTE Corporation,Shenzhen 518055,China; 2.Shenzhen Graduate School,Harbin Institute of Technology,Shenzhen 518055,China)

In order to establish corridor polarized large scale channel model,channel measurement is carried out under a typical corridor environment by using a vector network analyzer.Based on the measured data,large scale parameters such as path loss,cross-polarization discrimination,variance of shadow fading and frequency compensation are measured.A corridor polarization large scale channel model is established.The measurement result shows that the frequency compensation is neglectable in 2.4-2.5 GHz frequency band.

corridor channel;polarized channel modeling;polarized channel sounding;large scale fading

收信號功率 Fig.6

signal power

TN929.5

A

1673-808X(2015)05-0361-05

2015-04-27

國家自然科學基金(61501137,61371101);深圳市科技計劃(JCYJ20140417172417169);歐盟FP7項目(318992);中興通訊股份有限公司委托開發項目

張繼良(1985-),男,黑龍江大慶人,博士,研究方向為高速無線通信技術、多天線技術及無線電波傳播特性建模等。E-mail:zhangjiliang@hitsz.edu.cn

胡留軍,張繼良,汪洋,等.走廊環境極化信道大尺度特性測量與建模[J].桂林電子科技大學學報,2015,35(5):361-365.