基于商業零中頻芯片的BPSK/QPSK解調器設計

鄧元策，陳巧艷，馬 路，石立國，王竹剛

(1. 中國科學院大學，北京 100190；2.中國科學院 空間科學與應用研究中心，北京 100190)

基于商業零中頻芯片的BPSK/QPSK解調器設計

鄧元策1,2，陳巧艷2，馬 路1,2，石立國1,2，王竹剛2

(1. 中國科學院大學，北京 100190；2.中國科學院 空間科學與應用研究中心，北京 100190)

提出基于商業零中頻芯片MAX2837的BPSK/QPSK解調器設計，詳細分析了零中頻芯片MAX2837的特性、AGC環路、載波同步及位同步環路的設計。工程實測結果表明：該系統在誤比特率為10-5時，解調損耗約2.5 dB，完成系統設計要求；該系統集成度高、體積小、重量輕、成本低。

零中頻；MAX2837；BPSK/QPSK解調器

零中頻接收機直接將射頻信號下變頻到基帶信號進行處理，不需要中頻放大、高Q值鏡像頻率濾波器等結構，使其接收系統的數字集成度提高，既簡化了設計，又減小了接收設備的體積和成本，越來越受到軍用和民用通信的青睞。但是零中頻結構接收機由于直接將信號搬移到基帶也有它固有的缺陷，如I/Q 不平衡、直流偏移、偶次諧波、閃爍噪聲等問題。文獻[1-3]分別從時域補償的角度、正交相移混頻拓撲和基于查找表的數字域補償的角度對I/Q不平衡問題進行了改善。關于零中頻接收機中由“本振泄漏自混頻”和“干擾自混頻”引起的直流偏移問題的解決辦法在文獻[4-5]有相應的討論和對比。文獻[6]討論了零中頻結構在數字電視接收機系統中應用。實踐表明利用商業零中頻芯片的高集成度、可靠性強、可在線靈活配置的優點，使得研發設備體積小、重量輕、功耗低的同時簡化了設計，縮短了研發周期，實際研制系統已應用于探空火箭高速數據傳輸鏈路的地面接收設備中。

1 系統構架及設計指標

文中設計的BPSK/QPSK解調器主要需要完成對BPSK/QPSK信號的解調、幀同步、解擾、RS解碼以及和后續終端之間的接口。其系統框圖如圖1所示，系統包括了射頻單元、中頻單元、USB接口和電源4個部分。其中射頻單元接收來自天線的射頻信號，完成下變頻到零中頻，并且完成I/Q不平衡補償、中頻AD輸出。中頻處理單元除了完成常規的解調任務之外，還需完成幀同步、解擾和解碼的功能，其功能框圖如圖2所示。解調器需完成2.048 Mbit/s的BPSK信號、10 Mbit/s的QPSK信號和4.096 Mbit/s的QPSK信號的解調，且要求在10-5誤碼率的情況下，解調損耗小于3 dB。

圖1 系統框圖

圖2 中頻處理單元功能框圖

2 MAX2837簡介

MAX2837零中頻射頻收發器設計用于2.3 ～2.7 GHz無線寬帶系統中。在芯片內部集成實現RF發送器功能所需的全部電路，提供射頻至基帶接收通道、基帶至射頻發送通道、壓控振蕩器(VCO)、頻率合成器、晶體振蕩器和基帶/控制接口。器件包含具有快速建立時間的∑-Δ射頻合成器，具有小于20 Hz的頻率步長的振蕩器，允許使用低成本的晶體代替高成本的溫度補償晶振(TCXO)。該收發器IC還集成了片上DC偏移消除和I/Q不平衡誤差檢測電路以及載波泄漏檢測電路。其豐富的內部結構使得只需要幾個簡單的外圍元件即可以組成一個完整的無線寬帶射頻收發器。MAX2837為接收器和發送器集成了完整的片上濾波器，完全無需外部SAW濾波器。Rx和Tx信號通道上的基帶濾波器已經按嚴格的噪聲系數和線性度指標進行了優化。該器件支持高達2048 FFT的OFDM，并且可為1.75～28 MHz射頻帶寬提供可配置的信道濾波器。其收發器在發送和接收之間的切換時間僅需2 μs，并且已經包括頻率瞬態建立時間[7]。

如圖3所示，MAX2837內部集成了DC偏移消除、I/Q誤差檢測以、載波泄漏檢測、幅度檢測、抗混疊濾波、溫度補償接口等電路，所以使用MAX2837作為零中頻射頻單元不需要在外部設計額外直流偏移、I/Q支路不平衡專用處理電路，并且該芯片對外提供了標準的串行配置接口(SPI)，可以大大簡化了后續處理單元的結構和成本，是非常經濟而且可靠的射頻解決方案。

3 BPSK/QPSK解調器設計

模擬的零中頻信號經過ADC采樣，由FPGA進行數字信號處理。BPSK/QPSK的解調器主要包含了AGC、載波跟蹤環路以及位同步環路。整個解調器的功能框圖如圖4所示。圖中的AGC輸出的增益控制字由SPI配置接口寫入到MAX2837的增益控制寄存器中，以此來控制信號輸入的幅度。判決輸出模塊輸出的比特流接入到后續的幀同步模塊完成幀同步。位同步模塊輸出了I/Q數據信號和兩個同步后輸出的參考時鐘。其中載波恢復和位同步分別采用了零中頻特有的交叉鑒相器和數據轉換跟蹤環結構。

圖3 MAX2837內部框圖(截圖)

圖4 BPSK/QPSK解調器功能框圖

3.1 數字AGC設計

數字AGC是數字中頻接收機的重要輔助電路[8]，數字中頻接收機設置自動增益控制的目的在于使接收機的增益隨著信號的強弱進行調整，或者保持接收機的輸出恒定在一定的范圍[9]。本文討論的AGC屬于前一種在接收機輸入端的數字AGC設計，它的作用是保證輸入信號幅度在一定范圍之內，即在信號幅度較弱的時候提高接收機的增益，使得信噪比提高，在接收到強信號時使接收機工作在正常范圍之內(保證A/D轉換器不會溢出)。本方案中，數字AGC采用了非相干反饋形式，其框圖如圖5所示。圖中的Z-1模塊為單位延遲模塊，Σ模塊為累加模塊。可以看出AGC首先對輸入的I/Q信號進行平方運算，經過累積之后，和基準信號比較輸出差值進行累加，最后將差值累加的結果轉換成MAX2837中增益寄存器的控制字。

圖5 數字AGC功能結構框圖

(1)

由文獻[9]中可得到其概率密度函數的詳細表達式，其期望、方差和偏度的表達式為

E[Y]=2N+2Nγ

(2)

Var[Y]=4N+8Nγ

(3)

(4)

而如果圖5中①點處的信號表示為隨機過程X，則③點處的信號表達式Y′和上文中的隨機變量Y的關系為

Y′=σ2Y

(5)

得出相應的期望和方差的表達式為

E[Y′]=2N(σ2+μ2)

(6)

Var[Y′]=4Nσ4+8Nσ2μ2

(7)

當自由度2N和λ較大時(信噪比較大)，非中心帶參數λ的卡方亦趨近于正態分布N(E[Y′],Var[Y′])，使用3Sigma原則有

(8)

所以相對于AGC環路的理想信號的波動幅度可以表示為

(9)

由式(5)～式(9)可知，當信噪比較大時AGC調節的能量累積部分的輸出范圍和累積次數的關系如式(9)所示。當信號AGC的調節范圍在如式(9)所示的比例范圍內時，環路才是穩定的。當信噪比較低時，應按文獻[9]中給出的累積分布函數，利用式(1)～式(4)求得在均值附近所需的動態范圍內的取值，然后由式(5)反解出累積門限，最后求得累積次數。

3.2 載波跟蹤設計

因為接收機的晶振頻偏和發射信號的多普勒頻移以及多普勒頻移的變化，所以MAX2837中的下變頻器后ADC采樣的輸出的零中頻信號，實際上還是有一定頻偏的。需要用載波跟蹤環來將剩余的頻偏糾正過來。載波同步算法采用常規的Costas形式的鎖相結構。但因為輸入信號為零中頻信號，與本地載波相乘之后的倍頻項無法采用低通濾波器濾除，因此需采用交叉結構的零中頻復數鑒相器來完成復數鑒相，其結構如圖6所示。

圖 6 QPSK/BPSK零中頻復數鑒相器結構

圖6中的⑧點處的切換開關是對QPSK和BPSK的區分，當切換開關閉合的時候，圖6構成的是QPSK的零中頻復數鑒相器；當其斷開時，構成了BPSK的鑒相結構。當作為BPSK鑒相器的時候，設信號I，Q輸入信號為

I(m)=A·D·cos(2πfdmTs+φ0)+n1(mTs)

(10)

Q(m)=A·D·sin(2πfdmTs+φ0)+nQ(mTs)

(11)

式中：D表示調制符號，取值為{1，-1}；A，fd，φ0和Ts分別表示信號的幅度、發送載波頻偏、載波初始相位和采樣間隔。所以⑥點和⑤點處的信號表達式分別為

(12)

(13)

(14)

由上式可以得到BPSK的鑒相增益。當圖6所示鑒相結構作為QPSK的鑒相器時，令I，Q路輸入信號分別為

XI(m)=I(m)sin(φ(m))+Q(m)cos(φ(m))

(15)

XQ(m)=I(m)cos(φ(m))-Q(m)sin(φ(m))

(16)

為了討論方便，使用φ代替φ(m)且I，Q路信號用簡略表達式表示，由圖中所示結構得此時⑤，⑥處的信號表達式分別為

Phq(m)=I(m)cos(θ)+Q(m)sin(θ)

(17)

Phi(m)=-I(m)sin(θ)+Q(m)cos(θ)

(18)

式中：θ表示本地載波和接收信號載波的相位差。又當進入跟蹤狀態，θ很小的時候，有sgn(Phq(m))≈I(m)且sgn(Phi(m))≈Q(m)，所以⑦，⑧點的信號為

sgn(Phi(m))·phq(m)≈I(m)Q(m)cosθ+sinθ

(19)

sgn(Phq(m))·phi(m)≈I(m)Q(m)cosθ-sinθ

(20)

因此，⑨點的相差輸出為

Δθ≈2sinθ

(21)

綜上對BPSK和QPSK鑒相器的討論，可以得到相應的鑒相增益。本方案中的環路濾波器的設計，采用一階環路濾波器，二階鎖相環的形式，其數字實現結構如圖7所示。

圖 7 載波跟蹤環路濾波器實現結構

從圖7可以看出環路濾波器的主要設計工作就是確定兩個環路濾波器的增益參數。在g2支路的累加中加入了限幅器是因為當沒有信號進入環路的時候，高斯白噪聲進入環路濾波器，高斯白噪聲經過積分之后成為了維納過程也就是布朗運動，所以有可能使得初始的頻差游離到捕獲帶以外去，致使信號進入的時候不能入鎖。環路濾波器的兩個系數可表示為

(22)

(23)

式中：T為采樣率；ωn為二階環路的自由振蕩頻率；K為環路增益，其中包含了鑒相增益和NCO的增益。

3.3 位同步設計

位同步環路采用了數據轉換跟蹤環路(DTTL)結構，其設計結構亦可以等效為一個鎖相環的結構。兩者的差別唯有鑒相器輸入輸出的物理量不同，前者輸入輸出的物理量是相位，而后者是時間。但是另一方面，通過式(24)這種簡單的比例關系即可將時間誤差亦可以等效為相位的誤差，所以兩者的設計思路基本是一致的。

(24)

式中：εθ，ετ和Tc分別表示相位誤差、時間誤差和基帶數據周期。位同步環的設計應在滿足環路的穩定性條件，盡可能提高環路進入鎖定的時間，同時兼顧一些位同步的精確度要求。環路的穩定性條件一般認為是環路的最大抖動(4σ～6σ環路定時誤差ετ)小于半個碼元周期。在本項目中，采用的環路帶寬的主要設計目標是讓任務書規定的最大頻差在位同步環路的快捕帶內，該環路帶寬遠小于穩定性要求所規定的環路帶寬。

4 Simulink仿真實現及驗證

利用Simulink搭建了BPSK/QPSK的仿真模型，其中主要的載波同步環路如圖8所示，位同步環路如圖9所示。載波環路采用了Costas環結構，其中的鑒相器結構在第3.2節已有說明，位同步環路采用DTTL環路。

樣本數量為107級，載波頻偏為3.2 kHz的情況下，各種調制制式的誤碼情況如表1所示，符號“—”表示在樣本量中沒有出現誤碼。

圖 8 載波跟蹤環路Simulink模型

圖 9 位同步環路Simulink模型

5 實測性能

本文所述BPSK/QPSK解調器已用于探空火箭高速數據傳輸鏈路的地面接收設備中，其工程實物圖如圖10所示，MAX2837輸出的正交零中頻信號，經過雙路ADC采樣，由Xilinx Spartan6 XC6SLX16 FPGA進行后續處理。FPGA完成所有解調、幀同步、解擾、解交織和RS譯碼以及通過USB接口芯片輸出的工作，占用了78%的Slice資源。在項目中的實測誤碼結果和理論誤碼曲線的對比如圖11所示。從圖中可以看出在10-5誤碼率附近，該解調器的解調損耗為約2.5 dB，滿足設計指標的要求。

6 結論

本文總結了基于商業零中頻芯片MAX2837和FPGA的BPSK/QPSK解調算法的設計，詳細分析了AGC環路、載波恢復以及定時環路的設計，給出了仿真和工程實測結果，該解調器具有成本低、結構簡單的特點同時大大降低了設備的體積、重量、功耗。該調制器已經被應用到探空火箭高速數傳鏈路的地面接收設備的研制中。文中所采用的零中頻載波跟蹤算法經過適當改造，可以推廣到任意正交調制體制信號的解調。這種基于零中頻結構的接收機，集成度高、體積小、重量輕、功耗低，在軍用和民用領域都具有很高的推廣價值。

圖10 BPSK/QPSK解調器實物圖

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圖11 測試誤碼曲線和理論誤碼曲線比較

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責任編輯：李 薇

Design of BPSK/QPSK Demodulator Based on Direct-conversion Zero-IF RF Integrated Chip

DENG Yuance1,2，CHEN Qiaoyan2，MA Lu1,2，SHI Liguo1,2，WANG Zhugang2

(1.UniversityofChineseAcademyofSciences,Beijing100190,China;2.NationalSpaceScienceCenter,ChineseAcademyofSciences,Beijing100190,China)

The design of BPSK/QPSK demodulator is investigated in this paper based on direct conversion zero intermediate frequency (zero-IF) RF integrated chip MAX2837. The characteristics of zero-IF RF integrated chip MAX2837 are introduced in subsection II. The design of automatic gain control loop, carrier recovery loop and timing recovery loop is analyzed in detail. The measurement result shows: the gap between the measured bit error probability and theoretical value is about 2.5 dB when the measured bit error probability is 10-5; the designed demodulator has many advantages, such as high integration level, small size and high quality with low price.

zero-IF; MAX2837; BPSK/QPSK demodulator

TN712.2

A

10.16280/j.videoe.2015.01.014

2014-05-11

【本文獻信息】鄧元策，陳巧艷，馬路，等.基于商業零中頻芯片的BPSK/QPSK解調器設計[J].電視技術,2015，39(1).