基于交錯并聯(lián)LLC拓撲的井下充電機設計

摘 要：文章介紹了交錯并聯(lián)LLC諧振變換器的原理，設計了LLC諧振參數(shù)，并進行了損耗計算。結合目前井下磷酸鐵鋰電池對充電機的要求，設計了采用DSP為主控芯片的大功率磷酸鐵鋰電池充電機方案，并進行了PSIM仿真，開發(fā)了實驗樣機。仿真與實驗結果表明，采用交錯并聯(lián)LLC技術的充電機具有輸出紋波小、效率高，穩(wěn)定可靠等優(yōu)點。

關鍵詞：交錯并聯(lián)LLC拓撲；磷酸鐵鋰電池；充電機

引言

當前，我國煤礦井下電氣緊急避險設施、井下運輸車輛等對大容量磷酸鐵鋰電池的需求越來越多。磷酸鐵鋰電池是一種新型環(huán)保材料的電池，具有體積小、重量輕、壽命長、耐高溫、可避免過度充放電、安全性能好等優(yōu)點[1]。我國于2012年發(fā)布了《礦用隔爆（兼本安）型鋰離子蓄電池電源安全技術要求》試行版，該標準的實施必將進一步推進大容量鋰電池在煤礦的大量應用[2]。但是，將磷酸鐵鋰電池應用在井下充電機車還存在一些問題。比如，現(xiàn)有充電機大多還是采用工頻變壓器帶可控硅整流充電，充電電流波動較大且難以實現(xiàn)按照電池特性曲線進行智能充電，無法滿足磷酸鐵鋰電池的充電要求。也有采用隔離開關電源方案的充電機，但并無功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)。因此開發(fā)具有功率因數(shù)校正功能、高效率煤礦井下充電機對于解決當前存在問題具有重要意義。煤礦充電機與地面充電機也有許多不同之處：（1）電壓等級不同，煤礦輸入電壓1140Vac；（2）散熱條件不同，井下采用自然風冷的冷卻方式；（3）結構不同，井下充電機必須安裝在隔爆殼中。基于以上論述提出了一種前級采用二極管中點鉗位式三電平PWM整流技術實現(xiàn)PFC和整流功能，后級采用交錯并聯(lián)LLC技術實現(xiàn)DC-DC變換的解決方案。

文章僅論述交錯并聯(lián)LLC部分。它除具有一般LLC高頻率、高效率、高功率密度等優(yōu)點，還具有輸入耐壓高，輸出紋波小，濾波電容少等優(yōu)點[3]。在高電壓大功率的煤礦井下應用，具有良好的性能。

1 設計要求和總體方案

總體設計方案如圖1所示，煤礦井下交流電壓1140V經PFC整流后Vin作為交錯LLC的輸入電壓，輸出電壓Vo為鋰電池充電。根據(jù)煤礦充電機實際需要，交錯并聯(lián)LLC設計要求如下：輸入電壓Vin=2000V，輸出電壓Vo=400～200V，輸出電流Io=37.5A，輸出功率Po=30Kw，效率η=96%。

圖1 總體設計方案

交錯并聯(lián)LLC設計部分如圖2所示，交錯并聯(lián)LLC主電路是設計的重點，如圖3所示。輸出部分采用LC濾波，經過采樣網絡后，與控制器配合，通過驅動板來控制功率管開關。整個系統(tǒng)能夠提供完整的保護功能包括過流、過欠壓、過溫保護。交錯并聯(lián)LLC主電路部分主要包括諧振元器件參數(shù)和變壓器的設計，在下面小節(jié)中會具體的介紹。

圖2 交錯并聯(lián)LLC設計方案

2 交錯并聯(lián)LLC諧振變換器工作原理

交錯并聯(lián)LLC諧振變換器拓撲結構如圖3所示，由兩個全橋LLC通過輸入級串聯(lián)輸出級并聯(lián)得到。Q1-Q4和Q5-Q8選用兩個infineon的F4-50R12MS4的IGBT模塊，D1-D8選用IXYS的DSEI2×101-06A的快恢復二極管，諧振槽由諧振電感Lr、諧振電容Cr和勵磁電感Lm組成。

首先分析圖3虛線框中上半全橋LLC模塊的工作原理，下半全橋LLC工作原理相同。由于有兩個電感，因此具有兩個諧振頻率，一個是諧振電感Lr和諧振電容Cr的諧振頻率fr，另一個是Lr、Cr和勵磁電感Lm的諧振頻率fm。計算公式如下：

（1）

（2）

只有開關頻率f>fm時，才能保證開關管工作于ZVS模式，因此全橋LLC可分為三個工作模式，分別是f>fr、fm

當f>fr時，IGBT在任何負載下都能實現(xiàn)ZVS，但變壓器勵磁電感以Lr、Cr諧振槽的負載形式存在，而不參與諧振過程， LLC諧振變換器特性傾向于串聯(lián)諧振變換器。輸出二極管電流連續(xù)不能夠實現(xiàn)ZCS，在換流時會產生反向恢復損耗[4-6]。

當fm

當f=fr時，全橋LLC模塊工作于諧振點，IGBT實現(xiàn)ZVS，輸出二極管的電流處于斷續(xù)與連續(xù)臨界點，效率最高[7]。因此設定LLC額定狀態(tài)下工作于諧振點fr，此時LLC模塊效率可達97%以上。

交錯并聯(lián)LLC諧振變換器原理本質上與全橋LLC的工作原理相同，但也有所不同。交錯并聯(lián)是指兩個LLC模塊的控制信號頻率相同，相角互相錯開的運行模式。如圖4所示，上下全橋LLC模塊開關頻率相同相位相差90°。具體來說，上半全橋Q1、Q3同時開關，Q2、Q4同時開關，兩者相差180°，下半全橋與之類似，不在贅述。但Q1、Q3與Q5、Q7相差90°，Q2、Q4與Q6、Q8相同。即上下全橋相位差90°。輸入端電容串聯(lián)，在大功率應用場合，PFC輸出母線電壓被平分，每路的輸入電壓1000V左右，這樣IGBT模塊就不會受電壓應力制約，既簡化拓撲結構又解決了實際問題[8]。

如圖5所示，Vo為輸出電壓紋波，V1為上半全橋輸出電壓紋波，V2為下半全橋輸出電壓紋波。可見輸出電壓紋波減小一倍，即交錯并聯(lián)LLC輸出電壓紋波比傳統(tǒng)全橋LLC電壓紋波減少一倍，那么根據(jù)公式：

（3）

其中C為輸出電容容量，T為開關周期，Uo為輸出電壓。Vpp為輸出電壓紋波。

我們可以得到Vpp減小， C值就會減少，即輸出電壓紋波減小，輸出電容容量減小，相應輸出電容也會減少，體積自然就會減少，功率密度自然提高。另外，這種拓撲結構最大的優(yōu)點具有自動均流的效果[8]。

圖5 仿真輸出電壓紋波

3 交錯并聯(lián)LLC諧振參數(shù)設計

交錯并聯(lián)LLC設計參數(shù)如下：

輸入電壓Vin：1800～2000V

額定輸入電壓Vinnormol：2000V

輸出額定電壓Vo：400V

輸出功率Po：30Kw

開關頻率fr：40kHz

最大開關頻率fmax：70kHz

根據(jù)以上參數(shù)，具體設計步驟如下：

a.理論變比：n=■=■=2.5 （4）

b.最高增益：Gmax=■=■=1.111 （5）

c.最小增益：由fmax=■得Gmin=0.8812 （6）

d.滿載時的負載阻抗：RL=■=■=10.6 （7）

e.反射阻抗（等效到變壓器原邊的阻抗）：Rac=n2■RL=53.32（8）

f.考慮到k值對電路的影響，取k=5

品質因數(shù)：Q=■×■=0.548 （9）

g.最小開關頻率：fmin=■=28.65kHz （10）

h.諧振電容：Cr=■=136.5nF （11）

i.諧振電感：Lr=■=116uF （12）

j.勵磁電感：Lp=K*Lr=580uF （13）

根據(jù)以上設計參數(shù)，諧振電感選擇南京新康達LP3材質錳鋅鐵氧體磁芯EE110。由電流和集膚效應，經計算選擇線徑0.1mm，360根一股利茲線，14匝。變壓器選擇南京新康達LP3材質錳鋅鐵氧體磁芯EE185，原邊選擇線徑0.1mm，360根一股利茲線，40匝；副邊選擇90mm寬，0.35mm厚的銅皮，16匝。使用PSIM9進行仿真，仿真圖形如圖4所示，開關頻率f =40kHz，即諧振頻率時，Lr的電流波形是正弦波，效率最高。符合設計要求。

4 交錯并聯(lián)LLC損耗計算

由圖3所示，交錯LLC損耗主要包括IGBT、諧振電感、變壓器和輸出二極管的損耗。IGBT損耗主要是通態(tài)損耗和開關損耗。

通態(tài)損耗：P通=Von×Ion（14）

Von為IGBT通態(tài)壓降有效值，Ion為IGBT通態(tài)電流有效值。

根據(jù)Infineon的F4-50R12MS4輸出特性手冊得到Von是1.63V，Ion根據(jù)第3節(jié)的參數(shù)可得Ion是6.5A，所以P通為10.55w。

因為LLC為軟電壓開通，所以開通損耗可以忽略，只計算關斷損耗。開關能量可以通過實際測量電壓與規(guī)格書測量電壓比例關系直接求得，由此根據(jù)F4-50R12MS4開關損耗曲線可得，

IGBT一次關斷損耗：Pg= Eoff×Ug/Uc （15）

Eoff為關斷損耗，Uc為F4-50R12MS4測試電壓，Ug為上下全橋LLC的直流電壓。

經計算Pg=4/3mw。那么，IGBT總損耗：Pi=P通+Pg×fr （16）

帶入得，Pi=63.89w。

輸出整流二極管損耗主要是通態(tài)損耗，與IGBT計算方法相同，由IXYS的DSEI×101×06A輸出特性曲線得到輸出二極管損耗Pd=13.26w

變壓器損耗包括磁芯損耗和線包損耗。

磁芯損耗：Pc=Pcv×Ve （17）

Pcv為單位體積功率損耗，Ve為磁芯體積。

根據(jù)南京新康達公司LP3材料功率損耗與頻率關系曲線圖，再根據(jù)實際工程情況，得到Pc=51.43w

線包損耗主要是原副邊線圈損耗。先計算原邊線圈。

原邊直流損耗：Rdc1=ρ120×（lav×Np）/A （18）

其中ρ120為120℃銅的電阻率，lav為線圈平均匝長，Np為原邊匝數(shù)，A為導線截面積。

根據(jù)第3節(jié)論述，經計算Rdc1=0.154Ω。再由DOWELL曲線，得Fr=2.4，所以原邊線圈交流電阻，Rac1=0.37Ω，變壓器電流只有交流分量，所以原邊線圈損耗Pw1=31.27w。副邊線圈損耗計算方法與原邊相同，經計算后副邊損耗Pw2=7w。

變壓器總損耗：Pt=Pc+Pw1+Pw2 （19）

帶入得Pt=89.7w。

電感與變壓器相比，其實就是少了副邊線圈，損耗也包括磁芯算好和線包損耗，計算的過程可根據(jù)變壓器原邊計算過程。不在贅述，諧振電感Lr損耗Pr=53.3w。

綜上所述，得到交錯并聯(lián)LLC大體的總損耗：

P=（Pi+Pd）×8+（Pt+Pr）×2 （20）

帶入得P=903.2w。效率：η=1-P/Po×100% （21）

代入參數(shù)得，η=97%

5 結束語

文章給出了以一種基于交錯并聯(lián)LLC拓撲的礦用大功率磷酸鐵鋰電池充電機的設計方法。采用DSP作為主控器，設計輸出功率30Kw，最大效率可達96%以上，電壓紋波很小，工作穩(wěn)定可靠。實驗結果表明了上述設計方法的可行性和實用性，具有很好的推廣和實用價值。

參考文獻

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[2]盧其威，等.基于LLC拓撲的礦用大功率鋰電池充電器的開發(fā)[J].

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作者簡介：盧樂（1989-），男，漢族，河北石家莊人，碩士研究生，研究方向：電力電子與電力傳動。