基于數字信道化的跳頻信號頻率測量研究

布剛剛,羅 明

(西安電子科技大學，西安 710071)

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基于數字信道化的跳頻信號頻率測量研究

布剛剛,羅 明

(西安電子科技大學，西安 710071)

跳頻通信與數字信道化接收機技術應用廣泛，基于數字信道化接收原理，介紹了跳頻信號測量在存在信道模糊時信號所在真實信道的判決。仿真結果也證明了這種結構原理的簡便及有效。

數字信道化；信道模糊；跳頻；信道判決

0 引 言

跳頻通信系統受一偽隨機碼的控制，不斷地、隨機地跳變，具有較高的抗干擾性能并易于實現通信組網且容易兼容。目前跳頻技術在軍事通信、移動通信、計算機無線數據傳輸、無線局域網等領域都有著廣泛的應用。

跳頻信號接收機應具有寬輸入帶寬、高頻率分辨率、多信號并行處理能力，最好還能對接收到的信息進行實時或者準實時的處理。數字信道化接收機就是可以實現以上大多數特征的一種接收機。

近幾年隨著微電子技術的飛速發展，數字信道化技術得到了越來越廣泛的應用。數字信道化接收機的缺點是頻率分辨率不高[1]，可能存在某一跳頻信號在多個信道中出現的情況[2]，本文提出的信道判決方法將判別信號所在的真實信道并且測出這一跳內的信號頻率。

1 數字信道化接收機原理

數字信道化接收機是將接收到的寬帶信號依次經過數字下變頻、低通濾波器然后得到基帶信號，為了減少后續硬件處理數據速率壓力，一般在濾波輸出后進行D倍的下抽取獲得最后的輸出。其中不同的信道采用不同的變頻本振將不同頻段的信號下變頻到基帶通過濾波器輸出。低通濾波器組實現信道化的原理如圖1所示[3-4]。

圖1 低通濾波器組實現信道化結構

S(n)為接收到的中頻信號，ω0、ω1、…、ωk-1為不同的變頻本振，hLP(n)為低通濾波器，y0(m)、y1(m)、…、yk-1(m)為經抽取后每個信道的輸出。

2 信道模糊

為了實現無盲區接收，一般采用相鄰信道交疊的方式[5]，如圖2所示。

圖2 信道疊接方式

上述信道交疊方式會使得某一信道的頻率成分泄露到相鄰者的信道中去。這種由濾波器過渡帶和信號屬性導致的一個輸入信號在多個信道中出現的情況稱為“信道模糊”。

3 抽取倍數與信道判決

3.1 抽取倍數和子信道個數之間的約束關系

若接收機的總帶寬為fs，則每一信道的帶寬為fs/k，每一信道都經過不同的變頻本振下變頻到基帶，以第K個信道為例：第K個信道的輸出示意圖如圖3所示。

圖3 下變頻后第k信道的輸出示意圖

如圖3所示，對于采樣率為fs的數字信道化接收機，如果接收機分為k個子信道，則每個信道的帶寬是fs/2k，由于過渡帶的作用相鄰信道之間相互疊接，故下變頻后每個信道實際輸出的信號帶限是fs/k。而信號經過濾波器后通過D倍的下抽取后數據速率變為fs/D，即每一信道的采樣率為fs/D。故由采樣定理可得，要無模糊地描述每個信道內的信號則有：

fs/D≥2·fs/k

(1)

即滿足：

k≥2·D

(2)

這便是信道個數和抽取倍數之間的約束關系。

3.2 信道判決

信道模糊的本質是濾波器存在過渡帶，那么即使提高濾波器的階數也不能有效避免這個問題，而如果滿足了上述所說子信道個數與抽取的關系，則可以利用“信道模糊”來判定信號真實所在的信道。

由圖2可知，要將信號判定在信道K，則信號頻率I/Q需滿足：

(3)

結合圖1，經過本振頻率為ωk的混頻，及D倍的下抽取后需滿足：

(4)

這里將滿足式(2)的最大抽取值k=2D代入式(4)，則有：

(5)

而若滿足：

(6)

則判定信號在信道K之外。

4 仿真結果

表1 編碼與調頻頻率之間的關系

圖4為輸入信號的頻譜及信道劃分示意圖。在S/N=10dB的條件下,圖5～圖7分別是第6個信道、第7個信道和第8個信道的瞬時測頻結果。

圖4 信道劃分及輸入信號頻譜示意圖

圖5 信道6中的瞬時頻率(歸一化)結果

圖6 信道7中的瞬時頻率(歸一化)結果

圖7 信道8中的瞬時頻率(歸一化)結果

對于信道6：在時間0～125μs之間，頻率歸一化均值為-0.292 9，故可判定信號在信道7。由-0.298 5×20MHz=-5.858 0MHz,估計頻率為-5.970+25=19.142 0MHz，與真實值19MHz相比絕對誤差為0.007 5。

對于信道8：在時間125～250μs之間，頻率歸一化均值為 0.292 0，故可判定信號在信道7。由0.292 0×20MHz=5.840 0MHz,估計頻率為5.840 0+5=10.840 0MHz，與真實值11MHz相比絕對誤差為0.014 5。

對于信道7：在時間0 ～125μs之間，頻率歸一化均值為 0.199 3，故可判定信號在信道7。由0.199 3×20MHz=3.986 0MHz,估計頻率為3.986 0+15=18.986 0MHz，與真實值19MHz相比絕對誤差為0.000 1。在時間125～250μs之間，頻率歸一化均值為 -0.187 8，故可判定信號在信道7。由-0.187 8×20MHz=-3.756 0MHz,估計頻率為-3.756 0+15=11.244 0MHz，與真實值11MHz相比絕對誤差為0.022 2。

5 結束語

本文討論了數字信道化的實現原理結構，指出了數字信道化接收機存在的信道模糊問題，并論證了在保證解模糊的前提下信道劃分數與抽取倍數之間的關系。在保證信道數k≥2×D(D為下抽取倍數)的前提下，可根據相鄰信道的歸一化頻率判斷信號所在的真實信道，從而推測接收到當前的跳頻頻率。仿真結果驗證了在滿足抽取倍數的前提下判決信道和測量調頻頻率的可行性。

[1]HingWen,LiuNai,SunXianpu.SpreadSpectrumCommunicationandItsMultipleAccess[M].Xi'an:XidianUniveristyPress,2004.

[2]DanielRZ,DavidLS,TimothyWF.Ahardware-efficient,multirate,digitalchannelizedreceiverarchitecture[J].IEEETransactionsonAerospaceandElectronicSystems,1998,34(1):137-152.

[3] 陳永其,黃愛蘋, 嚴文忠. 一種寬帶中頻數字信道化偵察接收機方案[J].電子對抗技術,2003,33(8):34- 35.

[4]RabinerLR,CrochiereRE.多抽樣率數字信號處理[M].酆廣增譯.北京:人民郵電出版社,1988.

[5] 楊小牛,樓才義,徐建良.軟件無線電原理與應用[M].北京:電子工業出版社,2001.

Frequency Measurement Study of Frequency Hopping Signal Based on Digital Channelization

BU Gang-gang，LUO Ming

(Xidian University，Xi'an 710071，China)

Frequency hopping communication and digital channelization receiver technology has been widely used.Based on the principle of digital channelization reception,this paper introduces the adjudgement of real channel which the signal is in when channel ambiguity exists in frequency hopping measurement.Lastly the simulation result validates that the structure theory is simpy and effective.

digital channelization;channel ambiguity;frequency hopping;channel judgement

2014-10-23

TN914.41

A

CN32-1413(2015)01-0062-03

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2015.01.015