具有負(fù)載普適性的高壓雙極性方波脈沖源研制

熊 蘭 馬 龍 胡國輝 謝子杰,3 張德卿 楊子康 何 為

具有負(fù)載普適性的高壓雙極性方波脈沖源研制

熊 蘭1馬 龍1胡國輝2謝子杰1,3張德卿1楊子康1何 為1

（1. 重慶大學(xué)輸變電設(shè)備與系統(tǒng)安全及新技術(shù)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 重慶 400044 2. 重慶市計量質(zhì)量檢測研究院 重慶 400020 3. 國網(wǎng)重慶市電力公司長壽供電分公司 重慶 401220）

為滿足高壓脈沖殺菌滅藻實(shí)驗(yàn)的需求，研制了一種新型極性可調(diào)方波高壓脈沖電源。該電源前端為半橋式Marx電路，產(chǎn)生單極性重復(fù)頻率的方波高壓脈沖，后端級聯(lián)一個H橋，通過控制H橋正、負(fù)向放電通道開閉的不同時序?qū)崿F(xiàn)對高壓脈沖極性的調(diào)節(jié)。本文對拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)設(shè)計思路、不同負(fù)載時的工作原理和開關(guān)控制策略進(jìn)行了闡述和分析，并利用PSIM軟件仿真驗(yàn)證了該脈沖源設(shè)計方案的正確性。最后，研制了脈沖源樣機(jī)，經(jīng)測試證明，該脈沖源所采用的IGBT浮地驅(qū)動技術(shù)安全可靠，其最大輸出電壓達(dá)±7kV，輸出電流達(dá)±10A，脈沖數(shù)達(dá)1kpps，額定輸出時上升沿可達(dá)160ns，脈寬3.5μs，且能在阻性、容性、感性等各類負(fù)載下正常工作，并易于實(shí)現(xiàn)電壓、頻率、脈寬、極性的調(diào)節(jié)，易于實(shí)現(xiàn)模塊化和小型化。

雙極性 方波脈沖 上升沿 Marx發(fā)生器 H橋

1 引言

在工業(yè)循環(huán)冷卻水系統(tǒng)中，目前雖然主要通過添加化學(xué)藥品殺菌滅藻，但利用高壓脈沖處理水中的細(xì)菌等微生物已經(jīng)體現(xiàn)出良好的殺滅效果[1]。脈沖功率技術(shù)憑借其可持續(xù)、高效、環(huán)保、無副作用的巨大優(yōu)勢，被認(rèn)為是最有工業(yè)化應(yīng)用前景的殺菌滅藻方法之一，具有巨大的市場價值[2-7]。

高壓脈沖電源作為高壓脈沖殺菌滅藻系統(tǒng)中的核心設(shè)備，其參數(shù)和性能直接影響到系統(tǒng)的處理效果。研究表明，脈沖電場強(qiáng)度、作用時間、脈沖上升沿以及脈沖波形的不同對生物細(xì)胞的滅活效果有著重要影響[7-9]。張若兵等人研究發(fā)現(xiàn)在其他因素都相同的條件下，陡前沿的方波脈沖電場比上升時間長的方波脈沖電場對金葡菌的殺滅效果更好。華盛頓州立大學(xué)研究人員則通過實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn):在其他條件相同的情況下，雙極性方波分別用于大腸桿菌、枯草桿菌、釀酒酵母等微生物的滅活時，具有最好的滅活效果。另外，當(dāng)高壓脈沖直接在含有菌類、藻類的液體中放電時，負(fù)載特性較難確定，這就要求所設(shè)計的電源具有多負(fù)載適應(yīng)性，能夠在阻性、感性、容性等負(fù)載下正常工作。

綜上，本文提出研制一種新型的方波高壓脈沖源電路，實(shí)現(xiàn)電壓、頻率、脈寬、極性可調(diào)，并具有較快的上升沿和良好的多負(fù)載適應(yīng)性。

2 極性可調(diào)高壓方波脈沖源設(shè)計

2.1拓?fù)潆娐返脑O(shè)計思路

通過對多種高壓脈沖源[10-13]優(yōu)缺點(diǎn)的大量對比，本文決定采用Marx改進(jìn)電路構(gòu)成脈沖源，力求產(chǎn)生具有納秒級上升沿的高頻高壓方波脈沖，控制靈活，并且易于實(shí)現(xiàn)模塊化、小型化設(shè)計[14]。

本文借鑒了Luis M. Redondo等人提出的半橋式Marx拓?fù)潆娐穂15-17]，該電路能輸出重復(fù)頻率的正極性高壓脈沖，如圖1所示。每級含有兩個開關(guān)、一個電容和一個二極管。當(dāng)脈沖源輸出高壓脈沖時，開關(guān)Qc0已處于斷開狀態(tài)，將直流充電電源與高壓脈沖輸出回路隔離，解決了經(jīng)典Marx電路必須采用大電阻隔離保護(hù)直流充電電源，從而導(dǎo)致儲能電容充電電流過小的問題，以及采用電感隔離時設(shè)計難度大的問題。為了實(shí)現(xiàn)脈沖極性可調(diào)，在Marx電路后級聯(lián)H橋電路，以實(shí)現(xiàn)脈沖極性調(diào)整。電路中所有的開關(guān)均采用IGBT以及反并聯(lián)二極管。

圖1 半橋式Marx級聯(lián)H橋的拓?fù)潆娐稦ig.1 A half bridge Marx generator cascades a H bridge

圖1 中，ZL為由電感L、電容C和電阻R串聯(lián)構(gòu)成的負(fù)載，在參數(shù)不同時體現(xiàn)不同的負(fù)載特性。

雙極性方波脈沖源主拓?fù)湎到y(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖2所示。通過改變DSP微控制器輸出的PWM開關(guān)控制信號的頻率和占空比即可改變Vo的頻率和脈寬，DSP通過與可調(diào)高壓直流電源串口通信即可調(diào)節(jié)直流電源Udc的輸出電壓，從而實(shí)現(xiàn)Vo的連續(xù)可調(diào)。

圖2 雙極性方波脈沖源主拓?fù)湎到y(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.2 The system structure diagram of bipolar square pulse source

當(dāng)H1+和H1-閉合，H2+和H2-斷開，即只有正向通道閉合時，Vo為正向脈沖。當(dāng)H2+和H2-閉合，H1+和H1-斷開，即只有負(fù)向通道閉合時，Vo為負(fù)向脈沖。同時，采用合理的開關(guān)控制信號時序，以控制H橋正向或負(fù)向通道在Marx高壓脈沖來臨前閉合，在高壓脈沖結(jié)束后斷開，從而使得H橋開關(guān)總是在低壓下通斷，巧妙地避免了不必要的開關(guān)損耗以及復(fù)雜的動態(tài)均壓設(shè)計。

綜上，本文通過半橋式Marx和H橋的級聯(lián)方式，以實(shí)現(xiàn)具有良好多負(fù)載適應(yīng)性的極性可調(diào)方波高壓脈沖源電路，其電壓、頻率、脈寬可調(diào)，輸出具有較快的上升沿，工作可靠，并且設(shè)計、調(diào)試簡單易行，易于緊湊化。

2.2脈沖源工作原理及仿真

圖3所示為極性可調(diào)方波高壓脈沖源帶阻性負(fù)載輸出雙極性脈沖時的負(fù)載電壓波形和開關(guān)控制時序，通過改變H橋開關(guān)H1+/-和H2+/-的控制信號時序，即可方便地實(shí)現(xiàn)輸出脈沖單雙極性的轉(zhuǎn)變。限于文章篇幅，本文僅以輸出雙極性方波高壓脈沖為例，講述脈沖源的工作原理。

圖3 雙極性方波高壓脈沖及其開關(guān)控制時序Fig.3 The bipolar square pulse source and its switch control sequence

圖3 中，VQci為充電開關(guān)Qc0，Qc1，…，Qcn的控制信號，i=0，1，…，n；VQdj為放電開關(guān)Qd1，…，Qdn的控制信號，j=1，…，n；VH1+/-為H橋正向通道開關(guān)H1+和H1-的控制信號；Vo為負(fù)載兩端的輸出電壓；VH2+/-為H橋負(fù)向通道開關(guān)H2+和H2-的控制信號，當(dāng)控制信號為高電平時，開關(guān)閉合，否則，開關(guān)斷開。

極性可調(diào)方波高壓脈沖源在阻性、容性、感性負(fù)載情況下的工作原理分析如下。

2.2.1 阻性負(fù)載

在t0時刻，充電開關(guān)Qci由閉合變?yōu)閿嚅_，Qci和二極管VDck構(gòu)成的充電回路斷開，直流電源Udc結(jié)束了對儲能電容Cj的并聯(lián)充電，放電開關(guān)Qdj處于斷開狀態(tài)，H橋正向通道開關(guān)H1+/-（即開關(guān)H1+和H1-）已在上個周期T內(nèi)閉合，負(fù)向通道開關(guān)H2+/-（即開關(guān)H2+和H2-）處于斷開狀態(tài)，為脈沖源產(chǎn)生正向高壓脈沖做好了準(zhǔn)備，此時Vo=0。充電回路如圖4所示。

圖4 儲能電容Cj并聯(lián)充電回路Fig.4 The parallel charging circuit of the energy storage capacitor Cj

t0時刻過后預(yù)留一定的死區(qū)時間等待Qci完全關(guān)斷，再在t1時刻閉合Qdj，以防止同一級的充電開關(guān)Qci和放電開關(guān)Qdj出現(xiàn)直通。t1時刻，Qdj閉合，Cj通過Qdj和H1+/-構(gòu)成的放電回路串聯(lián)放電，輸出高壓，由于H橋正向通道的閉合，理想值Vo=nUdc，正向放電回路如圖5所示。然而脈沖源實(shí)際工作時，由于Cj放電，方波脈沖，平頂會有平緩的傾斜下降，放電時間常數(shù)τ計算式為

式中，Rτ為Cj串聯(lián)放電通路的等效串聯(lián)電阻。當(dāng)儲能電容Cj取足夠大時，可得到頂部近似平穩(wěn)的方波脈沖。

圖5 Vo為正脈沖時的儲能電容Cj串聯(lián)放電回路Fig.5 The series discharging circuit of Cjwhen Vois positive

t2時刻，Qdj斷開，放電回路斷開，Cj放電結(jié)束，Vo=0。同理，t2時刻過后，也預(yù)留了一定的死區(qū)時間，直到t3時刻，閉合Qci，Udc通過Qci和VDck構(gòu)成充電回路開始對Cj并聯(lián)充電。t4時刻，H1+/-斷開，并預(yù)留一定的死區(qū)時間，再在t5時刻閉合H2+/-，防止H橋上、下橋臂直通，t5時刻則提前閉合了H橋負(fù)向通道，為下個周期T產(chǎn)生負(fù)向高壓脈沖做好準(zhǔn)備。t6時刻開始，H橋前端的Marx電路則進(jìn)入下一個周期T，開始產(chǎn)生下一個高壓脈沖，其控制時序和工作狀態(tài)則與t0時刻開始后保持一致，所不同的是在新周期T內(nèi)需要根據(jù)輸出脈沖極性的要求來控制H橋正向或者負(fù)向通道的開通，以實(shí)現(xiàn)不同極性脈沖的輸出。t6時刻，Qci斷開，Udc停止對Cj充電，t2≤t≤t6時，Vo=0。t7時刻，Qdj閉合，Cj通過Qdj和H2+/-構(gòu)成的放電回路串聯(lián)放電輸出高壓，由于H橋負(fù)向通道的閉合，理想值Vo=-nUdc，負(fù)向放電回路如圖6所示。

t8時刻，Qdj斷開，放電回路斷開，Cj放電結(jié)束，Vo=0。t9時刻，Qci閉合，Udc再次開始對Cj并聯(lián)充電，t10時刻，H2+/-斷開，同理預(yù)留一定的死區(qū)時間直到t11時刻，閉合H1+/-，為下個周期T產(chǎn)生正向高壓脈沖做好準(zhǔn)備，t12時刻，Qci斷開，結(jié)束本次產(chǎn)生負(fù)向高壓脈沖的周期，開始新的周期T，t8≤t≤t12時，Vo=0。令Udc=900V，rdc=400Ω，Marx級數(shù)n=9，輸出脈沖頻率1kHz，脈沖源帶阻性負(fù)載，R=700Ω。通過PSIM仿真，仿真波形如圖7所示。

圖6 Vo為負(fù)脈沖時的儲能電容Cj串聯(lián)放電回路Fig.6 The series discharging circuit of Cjwhen Vois negative

圖7 脈沖源帶阻性負(fù)載仿真波形Fig.7 The simulation waveforms of pulse source with resistance load

圖7 中，V1、V2、V3、V4依次分別對應(yīng)Qci、Qdj、H1+/-、H2+/-的觸發(fā)脈沖（電平進(jìn)行歸一化處理），Vo和Io分別對應(yīng)輸出電壓Vo和負(fù)載電流Io的波形。由圖可知，圖2所示極性可調(diào)方波高壓脈沖源拓?fù)潆娐房稍谧栊载?fù)載下正常工作。

2.2.2 容性負(fù)載

容性負(fù)載時，采用與阻性負(fù)載下相同的開關(guān)控制時序，與阻性負(fù)載所不同的是，每當(dāng)Marx的高壓脈沖來臨時，都會通過Cj的串聯(lián)放電回路對負(fù)載電容充電，充電電壓為Vo=nUdc。當(dāng)Marx的高壓脈沖結(jié)束后，負(fù)載電容需要一個放電回路，才能使Vo=0，否則Vo的幅值一直保持在nUdc。如圖3所示電路，t2時刻Qdj斷開，此時只有H1+/-給予了開通信號，其他開關(guān)均處于斷開狀態(tài)，負(fù)載電容沒有放電回路，故Vo仍維持在nUdc的電平，直到t3時刻Qci閉合，負(fù)載電容才通過由Qci和H1+/-的反并聯(lián)二極管構(gòu)成的回路進(jìn)行快速放電，從而Vo=0，這時負(fù)載電容放電回路如圖8所示。

圖8 Vo為正脈沖時的負(fù)載電容放電回路Fig.8 Load capacitor discharging loop of positive Vo

同理，t8時刻Qdj斷開，此時只有H2+/-給予了開通信號，其他開關(guān)均處于斷開狀態(tài)，負(fù)載電容沒有放電回路，故Vo維持在-nUdc電平。直到t9時刻Qci閉合，負(fù)載電容才通過由Qci和H2+/-的反并聯(lián)二極管構(gòu)成的回路進(jìn)行放電，從而Vo=0，此時負(fù)載電容放電回路如圖9所示。由此完成了容性負(fù)載時的雙極性高壓脈沖的輸出。

圖9 Vo為負(fù)脈沖時的負(fù)載電容放電回路Fig.9 Load capacitor dischargingloop of negative Vo

通過PSIM仿真，令Marx級數(shù)n=9，輸出脈沖頻率1kHz，脈沖源帶容性負(fù)載，C=500pF，R=600Ω，仿真波形如圖10所示。

由圖10仿真波形可知，圖2所示極性可調(diào)方波高壓脈沖源拓?fù)潆娐房稍谌菪载?fù)載下正常工作。

圖10 脈沖源帶容性負(fù)載仿真波形Fig.10 The simulation waveforms of pulse source with capacitive load

2.2.3 感性負(fù)載

感性負(fù)載時，采用與阻性負(fù)載下相同的開關(guān)控制時序。而與阻性負(fù)載所不同的是，每當(dāng)Marx的高壓脈沖來臨時，都會通過Cj的串聯(lián)放電回路對負(fù)載電感儲能。當(dāng)Marx的高壓脈沖結(jié)束時，由于電感電流不能突變，負(fù)載電感則需要續(xù)流通路。同時，Vo由高壓變?yōu)?的時間要大于電阻負(fù)載時的用時。如圖3所示電路，t2時刻Qdj斷開，此時只有H1+/-給予了開通信號，其他開關(guān)均處于斷開狀態(tài)，負(fù)載電感則通過H2+的反并聯(lián)二極管和H1+構(gòu)成的回路以及H2-的反并聯(lián)二極管和H1-構(gòu)成的回路分別續(xù)流，如圖9所示回路1、2。直到t3時刻Qci閉合，則由H2+/-的反并聯(lián)二極管和Qci構(gòu)成的回路也成為負(fù)載電感的續(xù)流通路，如圖11所示回路3。

圖11 負(fù)載電感正向續(xù)流回路Fig.11 Forward releasing energy loops of load inductor

t4時刻H1+/-斷開，則續(xù)流通路只剩下回路3，直到負(fù)載電感電流減小為0，續(xù)流結(jié)束，Vo=0。同理，t8時刻Qdj斷開，此時只有H2+/-給予了開通信號，其他開關(guān)均處于斷開狀態(tài)，負(fù)載電感則通過H1+的反并聯(lián)二極管和H2+構(gòu)成的回路以及H1-的反并聯(lián)二極管和H2-構(gòu)成的回路分別續(xù)流，如圖12所示回路1、2。直到t9時刻Qci閉合，則由H1+/-的反并聯(lián)二極管和Qci構(gòu)成的回路也成為負(fù)載電感的續(xù)流通路，該續(xù)流通路如圖12所示回路3。

圖12 負(fù)載電感負(fù)向續(xù)流回路Fig.12 backward releasing energy loops of load inductor

t10時刻H2+/-斷開，則續(xù)流通路只剩下回路3所示的通路，直到負(fù)載電感電流減小為0，續(xù)流結(jié)束, Vo=0，由此則完成了感性負(fù)載時的雙極性高壓脈沖的輸出。

通過PSIM仿真，令Marx級數(shù)n=9，輸出脈沖頻率1kHz，脈沖源帶感性負(fù)載，R=600Ω，L=10nH，仿真波形如圖13所示。

圖13 脈沖源帶感性負(fù)載仿真波形Fig.13 The simulation waveforms of pulse source with inductive load

圖13中，VL為與負(fù)載電流Io取關(guān)聯(lián)參考方向時的電感兩端電壓波形，由仿真波形可知，圖2所示極性可調(diào)方波高壓脈沖源拓?fù)潆娐房稍诟行载?fù)載下正常工作。

3 脈沖源主電路參數(shù)設(shè)計

3.1Marx和H橋的設(shè)計

Marx電路采用9級設(shè)計，即n=9。rdc選用70Ω/ 100W的鋁殼功率電阻，直流電源Udc選用揚(yáng)州格爾仕DWW-K直流穩(wěn)壓電源，輸出電壓0～1kV，輸出電流0～3A，其可通過與微控制器串口連接實(shí)現(xiàn)電壓、電流的調(diào)節(jié)，為智能控制提供了便利。

考慮到功率半導(dǎo)體適用于緊湊型、高重復(fù)頻率脈沖源應(yīng)用，其中IGBT更適合于高功率、千赫茲工作頻率的脈沖電源應(yīng)用，故本文設(shè)計中開關(guān)均選用IGBT。Qci、Qdj的型號選用IKW40N120T2（最大Vce=1.2kV，Ic=75A，ton=60ns），且其內(nèi)部集成了一個快恢復(fù)的反并聯(lián)射極控制二極管（最大IF= 75A，trr=258ns），該反并聯(lián)二極管在Marx的控制信號不同步時發(fā)揮了關(guān)鍵的保護(hù)作用，將IGBT的集射極電壓鉗位到Udc充電電壓以內(nèi)，以防止IGBT電壓擊穿[17]。

二極管VDck選用IDP09E120（最大IF=23A，trr=140ns，VRRM=1.2kV）。儲能電容器Cj則選擇天明偉業(yè)的DTH型脈沖電容器（耐壓1.4kV，10kHz工作頻率下最大有效值電流達(dá)30A，C=20μF），損耗小，內(nèi)部溫升小，具有較長的使用壽命。

對于本文設(shè)計中的H橋電路，開關(guān)H1+/-和H2+/-選擇IXYS公司的IXEL40N400（最大Vce=4kV，Ic=40A，ton=260ns）。通過將3個IGBT單管串聯(lián)，分別組成開關(guān)H1+、H1-、H2+和H2-，即可滿足設(shè)計要求。但是IXEL40N400內(nèi)部并未集成反并聯(lián)二極管，為了保證脈沖源在容性和感性負(fù)載下正常工作，IXEL40N400兩端必須反并聯(lián)快恢復(fù)二極管，并且該二極管的重復(fù)峰值反向電壓至少要達(dá)到IXEL40N400的最大Vce=4kV，故最終選用IXYS公司的DH60-18A（最大IF=60A，trr=230ns，VRRM=1.8kV），通過將3個DH60-18A串聯(lián)組成單個IXEL40N400的反向并聯(lián)二極管則可以滿足設(shè)計要求。

通過觀察圖3可知，H1+/-和H2+/-總是在Vo=0時完成開關(guān)動作，故H1+/-和H2+/-并不需要復(fù)雜的動態(tài)均壓設(shè)計來均衡串聯(lián)IGBT上的電壓，但由于IGBT自身靜態(tài)特性的差異以及電路中分布參數(shù)的影響，必須設(shè)計靜態(tài)均壓電路來均衡串聯(lián)IGBT上的電壓，防止因某一個IGBT電壓過高發(fā)生擊穿，從而導(dǎo)致一連串的IGBT發(fā)生擊穿，損壞電源。如圖14所示為H橋單個橋臂開關(guān)的靜態(tài)均壓電路。

圖14 H橋單個橋臂的均壓電路圖Fig.14 Equalizing circuit of a single H bridge arm

由圖14可知，單個橋臂開關(guān)由3個IGBT串聯(lián)組成，靜態(tài)均壓電路即為在每個IGBT兩端并聯(lián)1個阻值相同的電阻R，構(gòu)成電阻分壓器，即可組成靜態(tài)均壓電路。查閱IXEL40N400數(shù)據(jù)手冊知Icesmax= 1.5mA，為了使電阻分壓器能夠起到良好的靜態(tài)均壓作用，應(yīng)使流過分壓電阻R的最小電流IRmin滿足

則有

只需考慮當(dāng)Vo≥4kV時，靜態(tài)均壓電路能夠起良好的作用，則有Vomin=4kV，故R＜88.89kΩ，但是，如果R過小則會引起較大的損耗，則令R= 88kΩ。同時，電阻R的額定功率應(yīng)滿足要求，本脈沖源中電阻R上產(chǎn)生最大的平均功耗PRmax滿足

其中，Vomax=7kV，Qmin為Marx輸出高壓脈沖的最小周期，為1ms，tDmax為最大脈寬，為10μs。由式（4）計算得到PRmax≈0.62W，最終選擇阻值準(zhǔn)確度1%、額定功率2W、溫度系數(shù)≤100ppm的高壓玻璃釉無感電阻。相比繞線電阻，玻璃釉電阻更適合于高壓應(yīng)用，且具有極低的電感值。

3.2IGBT驅(qū)動設(shè)計

本設(shè)計中，IGBT驅(qū)動電路除了要提供足夠的峰值電流和驅(qū)動功率外，還應(yīng)該采用浮地驅(qū)動的設(shè)計方法，才能夠控制IGBT的正常通斷，并且采用負(fù)壓關(guān)斷的方式，有效地防止了因寄生參數(shù)導(dǎo)致IGBT誤開通問題的發(fā)生。IGBT驅(qū)動電路所需提供的峰值電流IGmax和IGBT門級功耗PGmax計算式為

式（5）中，ΔU為柵極驅(qū)動正、負(fù)電壓之差，UGE=±15V，故ΔU=30V，RGin為IGBT內(nèi)部集成的柵極電阻，RGex為驅(qū)動電路中所使用的最小柵極電阻，IKW40N120T2取RGmin=33Ω，IXEL40N400取RGmin=39Ω，則由式（5）可得，驅(qū)動IKW40N120T2和IXEL40N400所需的IGmax分別為0.91A和0.77A。

式（6）中，fswmax為開關(guān)的最高工作頻率，IKW40N120T2為1kHz，IXEL40N400為500Hz，Qgate為IGBT門級的充放電電荷量，可通過查閱IGBT數(shù)據(jù)手冊得知，IKW40N120T2取Qgate=192nC，IXEL40N400取Qgate=270nC，ΔU為30V，則IKW40-N120T2和IXEL40N400門級功耗分別為5.76mW和4.05mW。由于驅(qū)動電路自身也存在損耗，故留有一定的裕量后，驅(qū)動電路需為驅(qū)動IGBT提供至少10mW的平均功率。

由于脈沖源工作時，多數(shù)IGBT的射級電位懸浮在一個浮動的高電位上，故需要采用浮地驅(qū)動技術(shù)，本設(shè)計采用隔離的方式，將IGBT驅(qū)動電源及驅(qū)動控制信號與高壓側(cè)主回路隔離，從而實(shí)現(xiàn)浮地驅(qū)動。IGBT驅(qū)動電源采用5V、2W的直流穩(wěn)壓電源，其與高壓主回路的隔離則通過采用金升陽的DC-DC高壓隔離電源模塊G0515S-2W實(shí)現(xiàn)，該模塊能直接提供±15V的柵極驅(qū)動電壓，2W的驅(qū)動功率以及1.5A的驅(qū)動峰值電流，但是該模塊的隔離電壓能力只有6kV，當(dāng)Vo=7kV時，為保證該模塊的安全可靠隔離，還需要在其與驅(qū)動電源之間串接一個型號H0505S-2W的DC-DC高壓隔離電源模塊，其隔離電壓能力也為6kV，由此整個驅(qū)動電源隔離模塊的隔離能力將達(dá)到12kV，同時驅(qū)動芯片則選用IXYS公司的非隔離型芯片IXDN609PI，由G0515S-2W供電直接驅(qū)動IGBT，最大輸出電流達(dá)9A。由此，采用上述設(shè)計可很好地滿足驅(qū)動電源與高壓主回路的安全隔離以及驅(qū)動電路的浮地設(shè)計要求。

驅(qū)動控制的PWM信號通過光纖從微控制器傳輸?shù)津?qū)動芯片IXDN609PI的信號輸入端，控制IGBT的通斷。選擇Avago的HFBR-0500Z系列光纖套件，即可安全可靠地將弱電側(cè)的驅(qū)動控制信號與高壓側(cè)主回路隔離。微控制器選用TI的浮點(diǎn)DSC，TMS320F28335，適用于數(shù)字電源設(shè)計，且操作簡單。

為了調(diào)試方便和模塊化設(shè)計，將Marx和H橋電路做成脈沖源母板，將單個IGBT及其驅(qū)動電路做成IGBT驅(qū)動板，母板上IGBT的連接位置留有IGBT驅(qū)動板的插槽，從而可靈活地將IGBT開關(guān)接插在母板上。

4 脈沖源性能測試

實(shí)際脈沖源采用直流電源（Udc＜800V），9級半橋式Marx部分，rdc選取70Ω、200W的鋁殼電阻，即可實(shí)現(xiàn)7kV高壓脈沖的輸出。

測量時采用泰克公司TDS1012B-SC型示波器（采樣率1GS/S，帶寬100MHz）、P6015A型單端高壓探頭（測量峰值40kV、帶寬70MHz）。由于大多數(shù)高帶寬的電流探頭無法測量10A的輸出電流Io，故與負(fù)載串聯(lián)一個5.5Ω（由4個22Ω、5W的水泥電阻并聯(lián)）的電流取樣電阻，通過測量該取樣電阻上的電壓值得到Io值和波形。取樣電阻上電壓的測量則選用P5200A高壓差分探頭（帶寬50MHz）。

實(shí)驗(yàn)時設(shè)定脈沖源每秒輸出脈沖數(shù)1kpps，脈寬3.5μs，Udc為780V。當(dāng)負(fù)載為700Ω的電阻時，脈沖源輸出的單極性和雙極性負(fù)載波形分別如圖15和圖16所示（示波器通道1顯示的是輸出電壓Vo，下同）。

圖15 單極性輸出電壓Vo、電流Io的波形Fig.15 Unipolar output waveforms of Voand Io

圖16 雙極性輸出電壓Vo、電流Io的波形Fig.16 Bipolar output waveforms of Voand Io

由圖15、圖16可知，脈沖源可實(shí)現(xiàn)額定7kV，10A、1kpps的單、雙極性高壓脈沖輸出。

觀察單個脈沖波形如圖17所示。由圖可知，波形為頂部平坦的方波，并具有較快的上升沿，約160ns，方波高壓脈沖上升沿波形如圖18所示。

圖17 電阻負(fù)載Vo、Io的波形Fig.17 waveforms of Vo、Iowith resistive load

圖18 方波高壓脈沖上升沿波形Fig.18 The rising edge waveform of square wave pulse

為驗(yàn)證脈沖源具有多負(fù)載適應(yīng)性，將電阻負(fù)載換為100pF的容性負(fù)載，再串聯(lián)一個1kΩ的電阻限制負(fù)載電容充放電電流到電源額定電流10A以內(nèi)，得到輸出電壓Vo和負(fù)載電流Io如圖19所示。

圖19 容性負(fù)載的Vo、Io波形Fig.19 Vo、Iowaveforms with capacitive load

由圖19可知，當(dāng)負(fù)載電容從0充電至7kV時，Io為一正向的快速充電脈沖電流；當(dāng)負(fù)載電容放電至電容電壓為0時，Io為一負(fù)向的快速放電脈沖電流。

圖20所示為Qdj控制信號與Vo波形比較。由圖可知，當(dāng)放電開關(guān)Qdj斷開時，Vo仍保持為高電平，直到充電開關(guān)Qci閉合時，負(fù)載電容才開始放電，Vo繼而減小為0。與電阻負(fù)載不同，后者是在放電開關(guān)Qdj斷開時，Vo即減小為0。

圖20 Qdj控制信號與Vo波形比較Fig.20 Waveforms of Voand the control signal for Qdj

由此可知，脈沖源可在容性負(fù)載下正常工作。再將負(fù)載換為10μH的感性負(fù)載，同樣串聯(lián)1個1kΩ的電阻限制穩(wěn)態(tài)負(fù)載電流到電源額定電流10A以內(nèi)，得到輸出電壓Vo和負(fù)載電流Io如圖21所示。

圖21 感性負(fù)載時Vo、Io波形Fig.21 Vo、Iowaveforms with inductive load

感性負(fù)載時，會在電感兩端產(chǎn)生感應(yīng)電壓，波形如圖22所示。

圖22 Vo和電感電壓波形Fig.22 Waveforms of Voand voltage across inductor

圖22中，當(dāng)脈沖源給負(fù)載電感放電時，由于電感電流不能躍變，電感兩端產(chǎn)生一個正向快速振蕩衰減的感應(yīng)電壓。當(dāng)輸出脈沖電壓結(jié)束，電容充電時，負(fù)載電感續(xù)流，并在兩端產(chǎn)生一個負(fù)向的電壓，由此可知，脈沖源可在感性負(fù)載下正常工作。

綜上，實(shí)驗(yàn)測試數(shù)據(jù)證實(shí)了圖2所示拓?fù)潆娐返目尚行院蛯?shí)用性，而且研制的脈沖源達(dá)到了設(shè)計指標(biāo)，即輸出電壓達(dá)±7kV，輸出電流達(dá)±10A，脈沖數(shù)達(dá)1kpps，額定輸出時上升沿可達(dá)160ns，脈寬3.5μs，能在阻性、容性、感性等各類負(fù)載下正常工作，并可以實(shí)現(xiàn)電壓、頻率、脈寬、極性的調(diào)節(jié)。

5 結(jié)論

（1）本文提出了一種新型極性可調(diào)方波高壓脈沖源電路，通過PSIM仿真驗(yàn)證了電路工作原理的正確性。實(shí)際脈沖源通過IGBT開關(guān)有效地將直流充電電源隔離，使脈沖源工作更加安全可靠。

（2）脈沖源產(chǎn)生雙極性脈沖的控制策略有效地避免了H橋IGBT開關(guān)在高壓下通斷。H橋正向或者負(fù)向放電通道總會在前端Marx的高壓脈沖產(chǎn)生前閉合，結(jié)束后斷開，因而H橋IGBT開關(guān)總是在Vce≈0時完成通斷。不但避免了復(fù)雜的動態(tài)均壓設(shè)計，減小了開關(guān)損耗，而且實(shí)現(xiàn)了脈沖源良好的多負(fù)載適應(yīng)性。

（3）自行設(shè)計的IGBT驅(qū)動電路不但提供了足夠的峰值電流和驅(qū)動功率，還采用了浮地驅(qū)動的設(shè)計方法控制IGBT的通斷，具有12kV的隔離能力，將驅(qū)動電源和高壓側(cè)安全隔離。通過光纖將DSP控制器與高壓側(cè)隔離，使驅(qū)動系統(tǒng)工作安全可靠。另外，驅(qū)動采用負(fù)壓關(guān)斷的方式，有效地防止了因寄生參數(shù)導(dǎo)致IGBT誤開通問題的發(fā)生，提高了系統(tǒng)工作穩(wěn)定性。

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A Newly High-Voltage Square Bipolar Pulse Generator for Various Loads

Xiong Lan1 Ma Long1 Hu Guohui2 Xie Zijie1,3 Zhang Deqing1 Yang Zikang1 He Wei1
（1. State Key Laboratory of Power Transmission Equipments & System Security and New Technology Chongqing University Chongqing 400044 China 2. Chongqing Academy of Metrology and Quality Inspection Chongqing 400020 China 3. Changshou Power Supply Bureau of State Grid Chongqing Electric Power Company Chongqing 401220 China）

In order to meet the requirement of microorganism sterilization experiments, a newly high voltage square pulse generator with adjustable polarity is put forward. The main topology circuit is that a half bridge Marx generator cascades a H bridge. Moreover, a DSP control unit takes charge of switch on/off situation of the H bridge namely two loops for outputting negative pulses or positive pulses alternatively. The operation principle of each module on condition of various loads is illustrated in the paper. Moreover, it is tested and verified by PSIM software simulation. In addition, a prototype of pulse generator is self-made, whose output electrical parameters are as follows, peak voltage reachs ±7kV, maximum current attains ±10A, pulse frequency is up to 1kpps, rising edge is 160ns, pulse width is 3.5μs. The pulse generator can work stable at various load conditions, and it is easy to adjust the voltage, frequency, pulse width and polarity. In general, it is easy to realize modularization and miniaturization of manufacture, and the IGBT floating drive technology guarantees its safe and reliable operation.

Bipolar, square pulse, rising edge, Marx generator, H bridge

TM51

熊 蘭 女，1972年生，博士，教授，研究方向?yàn)槊}沖功率技術(shù)的水處理應(yīng)用、電氣設(shè)備在線智能化監(jiān)測技術(shù)。

國家自然科學(xué)基金面上項(xiàng)目（51077139），重慶市電器檢測工程技術(shù)研究中心資助項(xiàng)目（CSTC2011pt-gc70009）。

2014-07-16 改稿日期 2015-01-07

馬 龍 男，1988年生，碩士，研究方向?yàn)楣I(yè)水處理中脈沖功率技術(shù)的應(yīng)用研究。