超高速太赫茲通信系統(tǒng)中調(diào)制方式的探討

摘 要： 針對(duì)傳輸速率為10 Gb/s太赫茲通信系統(tǒng)，給出了調(diào)制方式優(yōu)選方案。首先詳細(xì)介紹毫米波、自由空間激光通信中常用調(diào)制方式的特性，包括功率有效性、頻帶利用率、實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度和峰均比；接著介紹太赫茲通信目前采用的調(diào)制方式，然后重點(diǎn)討論在具體實(shí)現(xiàn)時(shí)，相位噪聲、模/數(shù)轉(zhuǎn)換器采樣率、功率放大器非線性對(duì)調(diào)制方式選取的影響；最后在鏈路預(yù)算基礎(chǔ)上結(jié)合具體器件參數(shù)，考慮相位噪聲和功放非線性因素，對(duì)優(yōu)選調(diào)制方式誤碼率性能進(jìn)行仿真。

關(guān)鍵詞： 太赫茲通信； 調(diào)制方式； 鏈路預(yù)算； 相位噪聲； 非線性功率放大器

中圖分類號(hào)： TN928?34 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2015）09?0001?08

Abstract： The optimization scheme of modulation mode is proposed for 10 Gbps terahertz communication system. The cha?racteristics of some common modulation modes in millimeter wave and free space laser communication are introduced， including power efficiency， band utilization， implementation complexity and peak?to?average power ratio. The modulation modes in current terahertz communication system is also introduced. The effect of phase noise， A/D converter sampling rate and power amplifier nonlinear on the selection of modulation mode is discussed emphatically. The phase noise and nonlinear factors of power amplifier are considered in combination with specific device parameters based on link budget. The bit?error?rate character of the optimization modulation mode is simulated.

Keywords： terahertz communication； modulation mode； link budget； phase noise； nonlinearity power amplifier

0 引 言

隨著信息技術(shù)的發(fā)展以及空天技術(shù)的進(jìn)步，人們對(duì)信息量的需求越來(lái)越大，無(wú)線通信業(yè)務(wù)包括移動(dòng)互聯(lián)網(wǎng)、衛(wèi)星數(shù)據(jù)傳輸?shù)榷紝?duì)信息速率提出了越來(lái)越高的要求。據(jù)估計(jì)，在2020年左右，無(wú)線通信對(duì)信息速率需求將達(dá)到[1]100 Gb/s。根據(jù)通信頻段不同，無(wú)線通信可分為微波通信、太赫茲波（Terahertz，THz）通信以及自由空間激光通信等幾類。受物理帶寬限制，微波中的毫米波頻段最大可用帶寬為7 GHz（在60 GHz附近），需采用頻譜效率高于14 b/s/Hz的通信體制來(lái)滿足未來(lái)對(duì)100 Gb/s信息速率的需求，這給通信體制設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)帶來(lái)極大挑戰(zhàn)[2]。在100 GHz及以上的THz頻段，擁有高達(dá)數(shù)十GHz的可用帶寬，只需采用帶寬效率適中的通信體制就可提供數(shù)Gb/s到100 Gb/s甚至更高的信息傳輸速率，這是目前毫米波通信所無(wú)法達(dá)到的。而相對(duì)于自由空間激光通信，THz波在傳播過(guò)程中受煙霧沙塵及閃爍效應(yīng)影響較小，可在惡劣環(huán)境下保持正常通信。

近幾年大批THz通信演示驗(yàn)證系統(tǒng)紛紛涌現(xiàn)。已實(shí)現(xiàn)的THz通信系統(tǒng)主要分為全電子學(xué)與光電混合兩大類，典型系統(tǒng)有德國(guó)KIT（Karlsruhe Institute of Technology）的0.22 THz和0.24 THz通信驗(yàn)證系統(tǒng)[3?4]，日本NTT公司的0.3 THz通信系統(tǒng)[5?11]。最具代表性的是德國(guó)KIT大學(xué)的THz數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)[12]：采用基于單向載流子傳輸光電二極管（Uni?traveling Carrier Photodiodes，UTC?PD）發(fā)射機(jī)和全電子學(xué)接收機(jī)芯片，以及QPSK、8QAM、16QAM調(diào)制方式的多載波通信體制，在0.24 THz實(shí)現(xiàn)了通信距離為20 m、最高數(shù)據(jù)傳輸速率為100 Gb/s的無(wú)線數(shù)據(jù)傳輸以及接收端的離線解調(diào)，有望用于解決光纖通信“最后一英里”問(wèn)題。

盡管THz通信相對(duì)毫米波、自由空間激光通信有眾多優(yōu)勢(shì)，但其能否得到大規(guī)模應(yīng)用還取決于THz有關(guān)理論與技術(shù)能否取得突破性進(jìn)展。目前實(shí)現(xiàn)THz通信還存在以下主要問(wèn)題：

（1） THz輻射源輸出功率較低，實(shí)現(xiàn)較復(fù)雜；

（2） THz檢測(cè)器件靈敏度低，能量轉(zhuǎn)換效率不高；

（3） 采用的調(diào)制解調(diào)體制無(wú)法適應(yīng)復(fù)雜環(huán)境下非線性信道傳輸特性。

針對(duì)目前THz通信體制亟需優(yōu)化問(wèn)題，本文首先對(duì)毫米波、自由空間激光通信中廣泛采用的調(diào)制方式的特性進(jìn)行分析，結(jié)合THz通信特點(diǎn)，確定了10 Gb/s 0.338 THz通信系統(tǒng)的優(yōu)選調(diào)制方式。本文介紹毫米波、自由空間激光通信系統(tǒng)中廣泛采用的調(diào)制方式的功率、帶寬效率以及實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度、峰均比等特性。總結(jié)了目前THz通信系統(tǒng)中常用的調(diào)制方式，然后考慮本振相位噪聲、模/數(shù)轉(zhuǎn)換器采樣率和功放非線性等因素，給出三種優(yōu)選調(diào)制方式。結(jié)合現(xiàn)有器件參數(shù)，在鏈路預(yù)算基礎(chǔ)上，對(duì)三種優(yōu)選調(diào)制方式誤碼率性能進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果將對(duì)后續(xù)系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)有一定指導(dǎo)意義。

1 通信調(diào)制方式分析

1.1 調(diào)制方式概述

THz波段位于遠(yuǎn)紅外與毫米波段之間，THz通信兼具毫米波、自由空間激光通信的部分特點(diǎn)，其調(diào)制方式可在毫米波、自由空間激光通信常用調(diào)制方式基礎(chǔ)上進(jìn)行優(yōu)選，包括調(diào)幅、調(diào)相、調(diào)頻以及它們之間的混合調(diào)制、脈沖位置調(diào)制等幾大類，如表1所示。在調(diào)制方式優(yōu)選過(guò)程中通常需綜合考慮功率有效性、頻帶利用率、實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度和峰均比等因素。

表2總結(jié)了MPSK、MQAM等調(diào)制方式在未加成型濾波器的理想情況下所能達(dá)到的最大頻帶利用率以及在給定誤碼率10-7時(shí)所需的[EbN0。]由表2可看出，MQAM，MPSK和MAPSK頻帶利用率較高，但功率效率較低，只能工作在[EbN0]較高的情況下。

由圖6可得出如下結(jié)論：

（1） 相干檢測(cè)隨著調(diào)制階數(shù)增加，復(fù)雜度逐漸增加。非相干檢測(cè)可采用包絡(luò)檢波、差分檢測(cè)等無(wú)需載波同步的解調(diào)方式，復(fù)雜度低于相干檢測(cè)，但誤碼率性能損失2～3 dB。

（2） 當(dāng)階數(shù)相同時(shí)，MAPSK、MQAM比MPSK實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度高，因前者要同時(shí)對(duì)幅度和相位進(jìn)行檢測(cè)，而后者只需對(duì)相位進(jìn)行檢測(cè)。

（3） 疊加式QAM（SQAM，Superposed QAM）采用偏移成型濾波，在調(diào)制時(shí)對(duì)Q路信號(hào)延時(shí)半個(gè)符號(hào)周期后送入成型濾波器，在抗功放非線性方面比QAM更具優(yōu)勢(shì)。解調(diào)可采用維特比算法，復(fù)雜度比相同階數(shù)的MAPSK、MQAM略高，采用I、Q兩路分別解調(diào)的方式，每路分別解調(diào)的網(wǎng)格狀態(tài)數(shù)較少，復(fù)雜度比MCPFSK相干檢測(cè)低。

（4） MCPFSK相干檢測(cè)采用I、Q兩路聯(lián)合維特比算法，網(wǎng)格狀態(tài)數(shù)隨階數(shù)增加呈指數(shù)增長(zhǎng)。

式中[s（t）]表示調(diào)制信號(hào)。調(diào)制信號(hào)峰均比越大，受功放非線性影響越明顯，使用功放時(shí)需引入較大的功率回退，降低了功放效率，同時(shí)要求功放有較大的線性工作范圍，對(duì)功放設(shè)計(jì)要求很高。單載波調(diào)制信號(hào)峰均比與調(diào)制方式的選擇以及成型濾波器滾降系數(shù)[α]有關(guān)，[α]越大，成型濾波器沖激響應(yīng)波形起伏越小，峰均比也越小。在不加成型濾波器的理想情況下，不同調(diào)制方式的峰均比如表3所示。

1.5 小 結(jié)

綜上所述，高階調(diào)制（8PSK＼16QAM＼32QAM等）頻帶利用率高，但實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度較高，在給定誤碼率時(shí)要求的最低工作信噪比較大，適用于頻帶受限、信噪比較高的場(chǎng)合。低階調(diào)制（BPSK＼QPSK＼OQPSK）實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度較低，功率有效性較高，但頻帶利用率低，適用于頻帶不受限，信噪比較低的場(chǎng)合。MCPFSK對(duì)功放非線性不敏感，適用于采用非線性功放的通信系統(tǒng)，但實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度大大提高，且滿足頻率正交時(shí)頻帶利用率低，在高信息速率下需要較大帶寬。MSQAM、MAPSK與階數(shù)相同的MQAM相比，在采用非線性功放時(shí)，性能損失較小，無(wú)需功率回退，可大大提高功放效率，同時(shí)實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度適中，比較適合在高速調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)中使用。

2 THz通信調(diào)制方式

當(dāng)THz輻射源與檢測(cè)器件確定后，調(diào)制解調(diào)方式是決定THz通信系統(tǒng)信息速率、帶寬、通信距離等性能的主要因素。目前的THz通信系統(tǒng)主要采用以下三種調(diào)制方式：

（1） 二元開關(guān)鍵控（OOK）調(diào)制，接收機(jī)常采用包絡(luò)檢波解調(diào)，具有實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)[6]；

（2） 多元脈沖位置鍵控（PPK）調(diào)制，即先進(jìn)行脈沖位置（PPM）調(diào)制，再進(jìn)行開關(guān)鍵控（OOK）調(diào)制，接收機(jī)常采用非相干檢測(cè)，易于實(shí)現(xiàn)高速數(shù)據(jù)傳輸[16]；

（3） 多元相位（MPSK）和正交幅度調(diào)制（MQAM）[3，12，17?18]。

OOK與PPK雖然實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，且功率效率較高，但在實(shí)現(xiàn)高速數(shù)據(jù)傳輸時(shí)需要較大的帶寬，對(duì)器件非線性特性敏感，難以實(shí)現(xiàn)復(fù)雜算法以適應(yīng)實(shí)際應(yīng)用中的信道環(huán)境；而MPSK和MQAM等調(diào)制方式可采用通信信號(hào)處理算法如載波定時(shí)同步、信道均衡等來(lái)改善信道失真等非理想特性。從已發(fā)表的THz通信驗(yàn)證系統(tǒng)可看出，未來(lái)THz通信的發(fā)展趨勢(shì)仍是采用毫米波通信中常用的具有高頻帶利用率的高階數(shù)字調(diào)制方式[19]。

在選擇高階數(shù)字調(diào)制方式構(gòu)建THz通信系統(tǒng)時(shí)，需要考慮：相干接收機(jī)中THz本振相位噪聲、模/數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）采樣率、功放非線性等因素。

2.1 相位噪聲

高階調(diào)制THz通信系統(tǒng)大多采用相干接收機(jī)結(jié)構(gòu)，THz本振由微波源振蕩器倍頻產(chǎn)生，倍頻即為相位加倍的過(guò)程，在倍頻后相位噪聲會(huì)增大[20lgN ]dB，[N]為倍頻數(shù)。在調(diào)制階數(shù)的選擇中，相位噪聲是一個(gè)不可忽略的因素。

與低階調(diào)制相比，高階調(diào)制的星座圖中信號(hào)點(diǎn)之間距離較小，對(duì)信號(hào)相位偏移更加敏感，表4列出了不同調(diào)制方式在正確解調(diào)下允許的最大相位偏移。

在目前常用的微波源振蕩器中，介質(zhì)諧振振蕩器（Dielectric Resonator Oscillator，DRO）具有溫度穩(wěn)定性好、體積小等優(yōu)點(diǎn)，可構(gòu)成性能穩(wěn)定、結(jié)構(gòu)緊湊的穩(wěn)頻固態(tài)源。因THz波在338 GHz附近大氣衰減較小[21]，因此取THz載波中心頻率為338 GHz，接收機(jī)中的THz本振由微波源倍頻生成：DRO首先產(chǎn)生21.125 GHz的振蕩頻率，在經(jīng)過(guò)4個(gè)級(jí)聯(lián)的2倍頻器以及輔助的放大電路后，便可產(chǎn)生中心頻率為338 GHz的THz本振信號(hào)。

下面以Lucix公司的內(nèi)置DRO（LO?211?XC）為例，來(lái)分析相位噪聲對(duì)調(diào)制階數(shù)選取的影響，其性能參數(shù)如表5所示[22]。

2.2 模/數(shù)轉(zhuǎn)換器采樣率

為適應(yīng)實(shí)際應(yīng)用需求，THz通信系統(tǒng)需要實(shí)時(shí)解調(diào)，而不是目前采用的離線數(shù)字解調(diào)技術(shù)[3，12，17?18]。實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)解調(diào)的難點(diǎn)在于，超高速信息速率與現(xiàn)有ADC采樣率之間存在矛盾。MCPFSK和低階調(diào)制方式頻帶利用率低，在高信息速率下需要較大帶寬，對(duì)ADC采樣率要求很高，所以為平衡這一矛盾需采用具有較高調(diào)制效率的高階數(shù)字調(diào)制方式。

目前基于超導(dǎo)器件的ADC采樣率高達(dá)42.6 GS/s[23]，但對(duì)工作環(huán)境要求較高，無(wú)法在室溫下工作。基于0.18 [μm]SiGeBiCMOS技術(shù)的ADC采樣率可達(dá)到20 GS/s，量化精度為[24]5 b。安捷倫公司已商用化的ADC采樣率最高為8 GS/s，量化精度為[25]10 b。為保證實(shí)現(xiàn)性能，綜合考慮工作環(huán)境要求和量化精度，ADC采樣率最好不應(yīng)高于8 GS/s。

受FPGA最高工作時(shí)鐘限制，在實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)解調(diào)時(shí)，需對(duì)超高速數(shù)據(jù)進(jìn)行并行化解調(diào)，以降低每路的時(shí)鐘速率，另外，為保證解調(diào)器的工作性能，并行系統(tǒng)的工作時(shí)鐘最好不要超過(guò)200 MHz。并行路數(shù)越大，硬件實(shí)現(xiàn)消耗資源越多，實(shí)現(xiàn)越復(fù)雜，在滿足單路工作時(shí)鐘不超過(guò)200 MHz條件的前提下，應(yīng)盡量減小并行路數(shù)。當(dāng)傳輸速率為10 Gb/s時(shí)，在采用較高調(diào)制效率的調(diào)制方式下的信息波特率、采樣率、并行路數(shù)、并行系統(tǒng)單路工作時(shí)鐘如表7所示，其中采用全數(shù)字接收機(jī)中常用的4倍符號(hào)速率進(jìn)行采樣。

2.3 功率放大器非線性特性

目前基于固態(tài)電子學(xué)方法的連續(xù)波THz源輸出信號(hào)功率較小，一般在幾百μW到幾mW量級(jí)[19]。為適應(yīng)THz波傳播過(guò)程中大氣衰減較大的特點(diǎn)，在遠(yuǎn)距離通信中，發(fā)射機(jī)必須采用功率放大器鏈，以提高信號(hào)輸出功率。

目前常用的功率放大器主要有行波管放大器（Traveling?wave Tube Amplifier，TWTA）和固態(tài)功率放大器（Solid?state Power Amplifier，SSPA）。TWTA具有放大功率大的優(yōu)點(diǎn)，但可靠性差，非線性波動(dòng)大，使用時(shí)常需要多個(gè)TWTA用作備份，且?guī)捠艿揭欢ㄏ拗疲欢鳶SPA具有線性性能好，工作頻率范圍較大，使用壽命長(zhǎng)的優(yōu)點(diǎn)，但放大功率有限。結(jié)合TWTA與SSPA的特點(diǎn)，可采用多級(jí)功率放大鏈：第一級(jí)采用SSPA，使輸出功率達(dá)到十mW～百mW量級(jí)；第二級(jí)采用TWTA，輸出功率進(jìn)一步提高為幾W～幾十W量級(jí)，可基本滿足大部分應(yīng)用的需要；如果對(duì)輸出功率要求更高，可以使用大功率回旋行波管進(jìn)行第三級(jí)放大，此時(shí)輸出功率可達(dá)kW量級(jí)[26]。

但是無(wú)論是采用TWTA還是SSPA，都必須考慮其固有的非線性特性對(duì)調(diào)制信號(hào)的影響，采用峰均比較小的32APSK，32SQAM/64SQAM信號(hào)，可有效降低非線性功放的影響。采用數(shù)字預(yù)失真技術(shù)也可進(jìn)一步降低非線性功放的影響，并有望在THz通信系統(tǒng)中得到應(yīng)用，其基本原理[27]如圖7所示。

預(yù)失真器和功放的非線性特性（AM/AM和AM/PM）互逆，根據(jù)功放的特性函數(shù)[GVd]來(lái)設(shè)置預(yù)失真器的非線性特性[FVi，]使其與功放特性曲線互補(bǔ)，形成線性放大，從而達(dá)到補(bǔ)償功放非線性的效果。目前，關(guān)于數(shù)字預(yù)失真技術(shù)在THz通信系統(tǒng)中應(yīng)用的研究正在進(jìn)行中。

2.4 小 結(jié)

在考慮相位噪聲、ADC采樣率、功放非線性等因素下，表8列出適用于10 Gb/s 0.338 THz通信系統(tǒng)的調(diào)制方式。

3 THz通信系統(tǒng)仿真

二進(jìn)制信號(hào)經(jīng)過(guò)調(diào)制器和滾降系數(shù)[α=0.3]的成型濾波器后，送入SSPA，輸出功率為10 dBm的調(diào)制信號(hào)；SSPA仿真模型采用RAPP模型[31]，通過(guò)將線性增益設(shè)為10 dB，平滑因子設(shè)為0.156，輸出飽和因子設(shè)為1.1，來(lái)擬合文獻(xiàn)[30]中的AM/AM實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)；最后由增益為50 dBi的天線發(fā)射。在經(jīng)過(guò)自由路徑和大氣衰減后，由增益為50 dBi的天線接收，之后加入[T=]300 K，NF=10 dB的接收機(jī)熱噪聲，然后加入倍頻后的DRO相位噪聲，最后進(jìn)行匹配濾波、解調(diào)和誤碼率統(tǒng)計(jì)。

10 Gb/s鏈路分別采用32APSK，32SQAM，64SQAM下的信號(hào)帶寬[B、]接收機(jī)信噪比SNR和誤碼率仿真結(jié)果如表9所示。

4 結(jié) 語(yǔ)

THz波段因其可用帶寬大、受煙霧沙塵以及傳輸過(guò)程中閃爍效應(yīng)影響較小的特點(diǎn)，是未來(lái)實(shí)現(xiàn)空間和空地超高速無(wú)線通信的重要備選頻段。本文首先對(duì)目前無(wú)線通信中廣泛采用的調(diào)制方式的特性進(jìn)行分析；然后根據(jù)系統(tǒng)具體實(shí)現(xiàn)時(shí)的本振相位噪聲、ADC采樣率和功放非線性等因素，給出了適用于10 Gb/s 0.338 THz通信系統(tǒng)的三種調(diào)制方式：32APSK，32SQAM和64SQAM；最后在鏈路預(yù)算基礎(chǔ)上結(jié)合具體器件參數(shù)，通過(guò)系統(tǒng)仿真給出了這三種調(diào)制方式的誤碼率。為進(jìn)一步提高系統(tǒng)性能，可在滿足系統(tǒng)帶寬要求下，采用LDPC、Turbo等高增益信道編碼，以增加系統(tǒng)的鏈路余量；同時(shí)采用數(shù)字預(yù)失真等功放線性化技術(shù)來(lái)降低功放非線性的影響。

參考文獻(xiàn)

[1] CHERRY S. Edholm′s law of bandwidth [J]. Spectrum， 2004， 41（7）： 58?60.

[2] KUERNER T， PRIEBE S. Towards THz communications?status in research， standardization and regulation [J]. IEEE Journal of Infrared Millimeter and Terahertz waves， 2014， 35（1）： 53?62.

[3] ANTES J， KOENIG S， DIAZ D L， et al. Transmission of an 8?PSK modulated 30 Gbit/s signal using an MMIC?based 240 GHz wireless link [C]// Microwave Symposium Digest （IMS）， 2013 IEEE MTT?S International. Seattle： IEEE， 2013：1?3.

[4] KALLFASS I， ANTES J， SCHNEIDER T， et al. All active MMIC?based wireless communication at 220 GHz [J]. IEEE Transactions on Terahertz Science and Technology， 2011， 1（2）： 477?487.

[5] SONG H J， AJITO K， MURAMOTO Y， et al. 24 Gbit/s data transmission in 300 GHz band for future terahertz communications [J]. Electronics Letters， 2012， 48（15）： 953?954.

[6] NAGATSUMA T， HORIGUCHI S， MINAMIKATA Y， et al. Terahertz wireless communications based on photonics technologies [J]. Optics Express， 2013， 21（20）： 23736?23747.

[7] HIRATA A， KOSUGI T， TAKAHASHI H， et al. 120?GHz?band millimeter?wave photonic wireless link for 10?Gb/s data transmission [J]. IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques， 2006， 54（5）： 1937?1944.

[8] NAGATSUMA T， HIRATA A， SATO Y， et al. Sub?terahertz wireless communications technologies [C]// 2005 18th International Conference on Applied Electromagnetics and Communications. Dubrovnik， Croatia： IEEE，2005： 1?4.

[9] HIRATA A， NAGATSUMA T， KOSUGI T， et al. 10?Gbit/s wireless communications technology using sub?terahertz waves [C]// Terahertz Physics， Devices， and Systems II. [S.l.]： The International Society for Optical Engineering， 2007， 6772： 1?11.

[10] KOSUGI T， TOKUMITSU M， ENOKI T， et al. 120?GHz Tx/Rx chipset for 10?Gbit/s wireless applications using 0.1 m gate InP HEMTs [C]// Compound Semiconductor Integrated Circuit Symposium. [S.l.]： IEEE， 2004： 171?174.

[11] TAKAHASHI H， KOSUGI T， HIRATA A， et al. 120?GHz band BPSK modulator and demodulator for 10?Gbit/s data transmission [C]// IEEE MTT?S International Microwave Symposium Digest. Boston： IEEE， 2009： 557?560.

[12] KOENIG S， DIAZ D L， ANTES J， et al. Wireless sub?THz communication system with high data rate [J]. Nature Photo?nics， 2013， 7（12）： 977?981.

[13]曹志剛，錢亞生.現(xiàn)代通信原理[M].北京：清華大學(xué)出版社，2007.

[14] SHAW G A， NISCHAN M L， IYENGAR M A， et al. NLOS UV communication for distributed sensor systems [C]// Integrated Command Environments. San Diego： SPIE， 2000： 83?96.

[15] SEUNG H H， JAE H L. An overview of peak?to?average power ratio reduction techniques for multicarrier transmission [J]. IEEE Wireless Communications， 2005， 12（2）： 56?65.

[16] MOLLER L， FEDERICI J， SINYUKOV A， et al. Data enco?ding on terahertz signals for communication and sensing [J]. Optics Letters， 2008， 33（4）： 393?395.

[17] KOENIG S， BOES F， DIAZ D L， et al. 100 Gbit/s wireless link with mm?wave photonics [C]// 2013 Optical Fiber Communication Conference/National Fiber Optic Engineers Confe?rence. Anaheim： OSA Technical Digest， 2013： 5?7.

[18] WANG Cheng， LU Bin， LIN Chang?xing， et al. 0.34?THz wireless link based on high?order modulation for future wireless local area network applications [J]. IEEE Trans. on Terahertz Science and Technology， 2014， 4（1）： 75?85.

[19] FEDERICI J， MOELLER L. Review of terahertz and sub terahertz wireless communications [J]. Journal of Applied Physics， 2010， 107（11）： 101?111.

[20] EGAN W F. Practical RF system design [M]. New York： John Wiley Sons， 2004.

[21] SCHNEIDER T， WIATREK A， PREUSSLER S， et al. Link budget analysis for terahertz fixed wireless links [J]. IEEE Trans. on Terahertz Science and Technology， 2012， 2（2）： 250?256.

[22] Lucix Corporation. 16.0～20.6 Ghz specification performance [EB/OL]. [2014?09?27]. http：//www.lucix.com/index.php/16?26?5?ghz?3.

[23] BULZACCHELLI J F， LEE H S， MISEWICH J A， et al. Superconducting bandpass modulator with 2.23?GHz center frequency and 42.6?GHz sampling rate [J]. IEEE Journal of Solid?State Circuits， 2002， 37（12）： 1695?1702.

[24] LEE J， Weiner J， CHEN Young?kai. A 20?GS/s 5?b SiGe ADC for 40?Gb/s coherent optical links [J]. IEEE Trans. on Circuits and Systems I， 2010， 57（10）： 2665?2674.

[25] Keusight. U1065A Acqiris 10位高速cPCI數(shù)字轉(zhuǎn)換器[EB/OL]. [2014?09?27].http：//www.home.agilent.com/zh?CN/pd?1184897?pn?U1065A/acqiris?10?bit?high?speed?cpci?digitizers？nid=?35502.733409cc=CNlc=chi， 2014.

[26] 張健，鄧賢進(jìn)，王成，等.太赫茲高速無(wú)線通信：體制、技術(shù)與驗(yàn)證系統(tǒng)[J].太赫茲科學(xué)與電子信息學(xué)報(bào)，2014，12（1）：1?13.

[27] NADER C， LANDIN P N， MOER V W， et al. Performance evaluation of peak?to?average power ratio reduction and digital pre?distortion for OFDM based systems [J]. IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques， 2011， 59（12）： 3504?3511.

[28] STUTZMAN W L， DAVIS W A. Antenna theory [M]. New York： Wiley Online Library， 1998.

[29] ANTES J， REICHART J， DIAZ D L， et al. System concept and implementation of a mmW wireless link providing data rates up to 25 Gbit/s [C]// 2011 IEEE International Confe?rence on Microwaves， Communications， Antennas and Electronics Systems （COMCAS）. Tel Aviv： Antennas and Electronics Systems， 2011： 1?4.

[30] RADISIC V， DEAL W R， LEONG K M K H， et al. A 10?mW submillimeter?wave solid?state power?amplifier module [J]. IEEE Trans. on Microwave Theory and Techniques， 2010， 58（7）： 1903?1909.

[31] RAPP C. Effects of HPA?nonlinearity on a 4?DPSK/OFDM?signal for a digital sound broadcasting signal [C]// Proceedings of Second European Conference on Satellite Communications. Liege， Belgium： ESA，1991： 179?184.