基于FPGA的多通道數(shù)據(jù)解碼技術(shù)研究

周亞蘭

摘 要：為了解決單天線接收存在全向天線有效作用距離短和定線天線覆蓋角度有限的問題，采用多個(gè)通道進(jìn)行1090MHz ADS_B信號(hào)的接收、數(shù)據(jù)位解碼及置信度提取、對齊處理及融合糾錯(cuò)的處理，并以兩通道信號(hào)為例實(shí)現(xiàn)上述技術(shù)的處理。結(jié)果表明利用雙通道解碼及融合糾錯(cuò)技術(shù)，可以增加空域覆蓋范圍，達(dá)到提高解碼質(zhì)量的結(jié)果。

關(guān)鍵詞：ADS_B；數(shù)據(jù)解碼；多通道對齊；數(shù)據(jù)融合糾錯(cuò)

中圖分類號(hào)：TN965 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：2095-1302（2015）03-00-03

0 引 言

隨著我國航天事業(yè)的飛速發(fā)展，空中的交通流量迅猛增加，傳統(tǒng)的A/C模式二次雷達(dá)因?yàn)榇a有限且易受到混擾和串?dāng)_的影響已不能滿足空中交通管制的需求。目前，廣播式自動(dòng)相關(guān)監(jiān)視系統(tǒng)（ADS_B），作為國際上解決空中交通管制最好的方法，是我國實(shí)現(xiàn)更高性能的集合航空通信、導(dǎo)航和監(jiān)視系統(tǒng)的很好選擇[1]。

在空中交通管制領(lǐng)域，更廣的空域覆蓋和更高的接受節(jié)碼率是接收設(shè)備的兩大最大追求目標(biāo)。單天線接收存在全向天線有效作用距離短和定線天線覆蓋角度有限的問題。為了解決上述問題，多通道接收成為未來的發(fā)展方向[2]。本文以雙通道為例，介紹了多通道接收技術(shù)，著重介紹了多通道數(shù)據(jù)自動(dòng)對齊技術(shù)以及運(yùn)用分集接收技術(shù)進(jìn)行融合糾錯(cuò)。

1 多通道數(shù)據(jù)解碼技術(shù)實(shí)現(xiàn)原理

衰落效應(yīng)是影響無線通信質(zhì)量的主要因素之一。其中的快衰落深度可達(dá)30～40 dB，利用加大發(fā)射功率、增加天線尺寸和高度等方法來克服這種深衰落是不現(xiàn)實(shí)的，而且會(huì)造成對其它電臺(tái)的干擾。分集接收技術(shù)是一項(xiàng)主要的抗衰落技術(shù)，它可以大大提高多徑衰落信道下的傳輸可靠性，其本質(zhì)就是采用兩種或兩種以上的不同方法接收同一信號(hào)以克服衰落，其作用是在不增加發(fā)射機(jī)功率或信道帶寬的情況下充分利用傳輸中的多徑信號(hào)能量，以提高系統(tǒng)的接收性能[3，4]。

分集接收基本原理即在若干個(gè)支路上接收相互間相關(guān)性很小的載有同一消息的信號(hào)，然后通過合并技術(shù)再將各個(gè)支路信號(hào)合并輸出，那么便可在接收終端上大大降低深衰落的概率。相應(yīng)地還需要采用分集接收技術(shù)減輕衰落的影響，以獲得分集增益，提高接收靈敏度[5]。

本文采用空間分集的方式，依據(jù)是相距間隔達(dá)到一定程度時(shí)不同接收地點(diǎn)收到信號(hào)的衰落具有獨(dú)立性。當(dāng)多個(gè)接收支路的間隔在0.6個(gè)波長以上接收的信號(hào)具有較好的獨(dú)立性。S模式應(yīng)答信號(hào)載頻的波長大約為0.3 m，架設(shè)在同一支架上的兩幅接收天線之間的間距可以滿足信號(hào)獨(dú)立到達(dá)的條件。當(dāng)滿足信號(hào)接收獨(dú)立的條件下到達(dá)信號(hào)在某副天線處有較深的衰落時(shí)而在另一副天線處有可能卻保持著較強(qiáng)的信號(hào)，這為本文基于空間分集的雙通道融合糾錯(cuò)提供了可能。根據(jù)S模式應(yīng)答信號(hào)的調(diào)制特點(diǎn)選擇在基帶上進(jìn)行雙通道的接收解碼及融合糾錯(cuò)[6，7]。

2 雙通道數(shù)據(jù)對齊及融合糾錯(cuò)方案設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

2.1 雙通道系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)

雙通道接收是指在射頻接收模塊增加一路通道，在同一支架上安裝兩副接收天線，他們的距離只要達(dá)到獨(dú)立信號(hào)的條件即可。然后將兩路信號(hào)同時(shí)接入射頻模塊（無線接收模塊），經(jīng)過降頻以后將兩路中頻信號(hào)接入編/解碼板中。其主要工作是如何在解碼板中進(jìn)行信號(hào)提取、對齊處理以及最后的融合糾錯(cuò)并且單路輸出最終將數(shù)據(jù)在上位機(jī)上顯示。具體結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 雙通道系統(tǒng)方案

2.2 數(shù)據(jù)位提取和置信度分析

1090ES信號(hào)格式，其脈位調(diào)制信號(hào)由前同步脈沖和數(shù)據(jù)脈沖組成，如圖2、圖3所示。前同步脈沖由起始的8 μs內(nèi)兩組0.5 μs寬的脈沖對組成。數(shù)據(jù)脈沖是脈位調(diào)制的，其脈位位置隨調(diào)制信息的二進(jìn)制數(shù)而變化，所有脈沖幅度和寬度不變。此處我們根據(jù)能量對每位數(shù)據(jù)進(jìn)行曼徹斯特解碼解碼；本文引入置信度的概念，即每位數(shù)據(jù)位解析后數(shù)據(jù)可靠性評估，根據(jù)實(shí)驗(yàn)統(tǒng)計(jì)分析，將置信度比較門限值設(shè)為包頭參考功率的十六分之九（ref_Pmin_16f9），具體的數(shù)據(jù)位及置信度的提取算法如下，分別對每一個(gè)通道執(zhí)行[8，9]。

（1）在25 MHz時(shí)鐘采樣頻率下，每位數(shù)據(jù)包含25個(gè)采樣點(diǎn)，采用曼徹斯特解碼，2～12個(gè)采樣值能量之和為曼徹斯特前一個(gè)chip_A，13～25采樣值之和為后一個(gè)chip_B。如果chip_A - chip_B > 0，則該數(shù)據(jù)位為1，相反則為0。

（2）如果chip_A – chip_B > ref_Pmin_16f9，則置信度為1，否則為0。

（3）記錄功率差chip_A – chip_B的值。

圖2 ADS_B 1090ES信號(hào)格式報(bào)頭

圖3 ADS_B 1090ES實(shí)際采集信號(hào)報(bào)頭

2.3 雙路數(shù)據(jù)同步技術(shù)

多路數(shù)字信號(hào)的傳輸過程中，由于信號(hào)折射、反射等，傳輸路徑長短的不同，造成信號(hào)延遲的差異。因此存在對多路數(shù)據(jù)對齊的問題。根據(jù)S模式應(yīng)答信號(hào)的調(diào)制特點(diǎn)，選擇在基帶上對多路徑的數(shù)據(jù)信號(hào)進(jìn)行對齊處理，在此基礎(chǔ)上進(jìn)行后續(xù)數(shù)據(jù)融合糾錯(cuò)處理[10]。

（1）在接收到數(shù)據(jù)解碼完成信號(hào)以后，對于每個(gè)通道，產(chǎn)生一個(gè)對齊脈沖，直至下個(gè)數(shù)據(jù)解碼完成時(shí)為止。

（2）對兩個(gè)對齊脈沖相與處理，并且啟動(dòng)計(jì)數(shù)器，記到112為止。生成同步脈沖。

（3）在同步信號(hào)同步下，兩路信號(hào)同步輸出。

2.4 雙路數(shù)據(jù)融合糾錯(cuò)算法

檢測到同步信號(hào)，解碼板對兩個(gè)通道的基帶信號(hào)的融合糾錯(cuò)以一個(gè)Bit為單位進(jìn)行，各自分別融合糾錯(cuò)，形成第三路數(shù)據(jù)。具體算法步驟如下：

（1）根據(jù)前面解碼的到的兩路數(shù)據(jù)以及其各自的置信度和功率差，如果Bit_A = Bit_B，則該Bit為即為當(dāng)前數(shù)據(jù)；

（2）若Bit_A ！= Bit_B，則比較置信度，取置信度高的那個(gè)通道當(dāng)前的數(shù)值；

（3）如果置信度相等，則根據(jù)該該數(shù)據(jù)為曼徹斯特解碼時(shí)的功率差作比較，接收功率差較大的解碼值為當(dāng)前位的數(shù)值；

（4）通過（1）（2）（3）步將通道一于通道二的解碼值融合為第三路數(shù)據(jù)，并在融合過程中基于置信度和功率差做了糾錯(cuò)處理。

但是實(shí)際實(shí)驗(yàn)中，由于兩通道接收到的信號(hào)幅度不同，并不是所有數(shù)據(jù)在兩通道內(nèi)都存在，有不少數(shù)據(jù)只在一個(gè)通道內(nèi)存在。因此算法做如下修改：

①若只存在一路數(shù)據(jù)，則直接輸出該路數(shù)據(jù)。

②如果兩路數(shù)據(jù)同時(shí)存在，則根據(jù)上述（1）、（2）、（3）、（4）步驟處理。

通過上述步驟已完成數(shù)據(jù)的融合和糾錯(cuò)，將上述得到的第三路數(shù)據(jù)進(jìn)過CRC校驗(yàn)以后輸出做后續(xù)處理。

3 雙通道數(shù)據(jù)對齊及融合糾錯(cuò)仿真與驗(yàn)證

FPGA Verilog HDL語言實(shí)現(xiàn)第2章所述算法，通過Modelsim SE 6.5對于算法進(jìn)行仿真，實(shí)現(xiàn)雙通道數(shù)據(jù)解碼，并將程序運(yùn)用在自主研發(fā)的ADS_B接收機(jī)中，較單通道接收可以直觀地從上位機(jī)顯示界面上看出飛機(jī)數(shù)量和幀接收速率增加。以下Modelsim仿真數(shù)據(jù)源都來自于接收機(jī)實(shí)際收到數(shù)據(jù)。

圖4 雙路數(shù)據(jù)提取與置信度

圖5 雙路數(shù)據(jù)同步處理與數(shù)據(jù)融合糾錯(cuò)

如圖4所示，分別對每路數(shù)據(jù)的各數(shù)據(jù)位進(jìn)行能量疊加，依據(jù)能量值進(jìn)行曼徹斯特解碼，同時(shí)提取每一bit位的置信度與功率差直至幀尾，同時(shí)輸出各路數(shù)據(jù)、置信度和功率差。將圖4黃線處數(shù)據(jù)放大，得到圖5所示，此圖顯示的是數(shù)據(jù)經(jīng)過同步處理以后，根據(jù)第二章所述融合處理過，得到最終的第三路融合數(shù)據(jù)。通過圖5可知，超前通路的信號(hào)前部有重復(fù)現(xiàn)象。針對這一問題，在融合過程中采用112位輸出寄存器代替1位輸出寄存器輸出數(shù)據(jù)，可以解決融合數(shù)據(jù)重復(fù)問題。雖然在融合過程中重復(fù)部分也進(jìn)行了融合比較，存入輸出寄存器高幾位，但是隨后檢測到同步信號(hào)以后，輸出寄存器的高幾位重新被覆蓋，進(jìn)而解決超前信號(hào)輸出重復(fù)問題。

圖6、圖7分別為重觸發(fā)情況下雙路數(shù)據(jù)處理、只有單路數(shù)據(jù)時(shí)的數(shù)據(jù)處理結(jié)果仿真。

圖6 重觸發(fā)情況雙路數(shù)據(jù)處理

圖7 只有單路數(shù)據(jù)數(shù)據(jù)處理

Modelsim仿真成功以后，建立Quartus II工程，將程序下載到自主研發(fā)的ADS_B接收機(jī)中，運(yùn)用Quartus II中自帶SIgnalTap進(jìn)行在線仿真，圖8可看出數(shù)據(jù)融合糾錯(cuò)成功完成。

圖8 在線仿真數(shù)據(jù)融合完成

通過上位機(jī)監(jiān)控管理軟件可以看出，圖9為單通道數(shù)據(jù)解碼處理后顯示，圖10為雙通道數(shù)據(jù)解碼融合糾錯(cuò)處理后的顯示結(jié)果。比較可以看出，不管是飛機(jī)數(shù)量、顯示范圍還是解碼率，雙通道數(shù)據(jù)解碼融合糾錯(cuò)后，信號(hào)的質(zhì)量都有所增加。

圖9 單通道數(shù)據(jù)顯示

圖10 雙通道數(shù)據(jù)顯示

4 結(jié) 語

本文對1 090 MHz ADS_B信號(hào)的FPGA多通道數(shù)據(jù)解碼技術(shù)進(jìn)行了研究，對多通道數(shù)據(jù)解碼技術(shù)的的實(shí)現(xiàn)原理進(jìn)行闡述，證明了實(shí)現(xiàn)的可能性；然后以雙通道為例，進(jìn)行了方案的設(shè)計(jì)，對其中的關(guān)鍵算法（數(shù)據(jù)位提取和置信度、雙通道對齊、融合糾錯(cuò)）進(jìn)行了深入分析與實(shí)現(xiàn)，并且在研制出樣機(jī)的基礎(chǔ)上進(jìn)行實(shí)際實(shí)驗(yàn)，成功實(shí)現(xiàn)雙通道數(shù)據(jù)的解碼技術(shù)，并對結(jié)果進(jìn)行分析。利用雙通道解碼及融合糾錯(cuò)技術(shù)，可以增加空域覆蓋范圍，達(dá)到提高解碼質(zhì)量的結(jié)果。

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