Ka波段脈沖功率放大器高速、高可靠設(shè)計(jì)

夏俊穎，趙憲章，郭 芳，趙夕彬

(1．中國電子科技集團(tuán)公司第13研究所，石家莊 050051；2．石家莊鐵道大學(xué)，石家莊 050051)

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Ka波段脈沖功率放大器高速、高可靠設(shè)計(jì)

夏俊穎1，趙憲章1，郭 芳2，趙夕彬1

(1．中國電子科技集團(tuán)公司第13研究所，石家莊 050051；2．石家莊鐵道大學(xué)，石家莊 050051)

提出一種Ka波段脈沖功率放大器的設(shè)計(jì)方法，重點(diǎn)針對(duì)高速雙脈沖調(diào)制開關(guān)電路進(jìn)行了論述，同時(shí)針對(duì)可靠性開展了熱設(shè)計(jì)，對(duì)樣機(jī)進(jìn)行了測試，脈沖功率信號(hào)上升、下降沿時(shí)間≤4.0 ns,可靠性設(shè)計(jì)滿足一級(jí)降額要求，各項(xiàng)主要指標(biāo)滿足設(shè)計(jì)要求，驗(yàn)證了設(shè)計(jì)方法的合理性和可行性。

高速雙脈沖調(diào)制；高可靠；毫米波

0 引 言

Ka波段脈沖功率放大器是收發(fā)系統(tǒng)中的關(guān)鍵模塊，放大器作為系統(tǒng)中功耗最大、發(fā)熱最厲害的模塊，其可靠性對(duì)于整個(gè)設(shè)備的長期穩(wěn)定運(yùn)行意義重大。在高速脈沖發(fā)射系統(tǒng)中為滿足脈沖功率信號(hào)的時(shí)序要求, 除了要考慮脈沖的頻率、幅度及占空比外，實(shí)現(xiàn)快速的脈沖前后沿指標(biāo)也至關(guān)重要。

本文針對(duì)以上兩方面進(jìn)行技術(shù)研究，設(shè)計(jì)一種高可靠的Ka波段高速脈沖功率放大器。系統(tǒng)要求放大器輸入功率Pin=5 dBm，2路輸出功率均≥34 dBm，開關(guān)隔離度≥65 dB，脈沖功率信號(hào)上升、下降沿時(shí)間≤4.0 ns。

1 工作原理

設(shè)計(jì)的Ka波段脈沖功率放大器基本原理框圖如圖1 所示,輸入信號(hào)經(jīng)2級(jí)放大后再進(jìn)行2路功分，分別經(jīng)末級(jí)放大輸出。組件為雙脈沖調(diào)制工作方式。驅(qū)動(dòng)放大器2及2個(gè)末級(jí)功率單片均采用功放控制TTL漏極脈沖調(diào)制，毫米波開關(guān)則外加開關(guān)脈沖驅(qū)動(dòng)控制，開關(guān)脈沖驅(qū)動(dòng)為低電平時(shí)，毫米波開關(guān)導(dǎo)通，反之關(guān)斷。時(shí)序圖見圖2。

2 毫米波通路增益、功率及開關(guān)高隔離設(shè)計(jì)

如圖1所示，組件驅(qū)動(dòng)放大器1的增益為15 dB，驅(qū)動(dòng)放大器2的增益為22 dB。為保證傳輸時(shí)延的一致性，末級(jí)功率單片1和2選用同一型號(hào)的GaAs pHEMT功率單片，增益16 dB，飽和輸出功率36 dBm。溫補(bǔ)衰減器常溫衰減值為5 dB，單個(gè)隔離器衰減為0.9 dB，毫米波開關(guān)衰減為4 dB，功分器衰減為4.5 dB。通過以上參數(shù)可計(jì)算出鏈路增益余量為6.5 dB。這6.5 dB的增益余量及溫補(bǔ)衰減器的反向衰減特性，可全溫區(qū)內(nèi)保證末級(jí)功率單片工作在合適的飽和程度。

圖1 Ka波段脈沖功率放大器原理框圖

圖2 功放控制TTL和微波開關(guān)控制時(shí)序圖

在雙脈沖調(diào)制電路中，發(fā)射驅(qū)動(dòng)脈沖下降沿(即毫米波開關(guān)開啟時(shí)間)比功放控制TTL上升沿延遲100 ns，控制時(shí)序圖見圖2。在這100 ns的間隙期間內(nèi)，噪聲經(jīng)放大后輸出，對(duì)后級(jí)的接收靈敏度影響極大。因此，必須提高毫米波開關(guān)的隔離度以減小信號(hào)泄漏對(duì)后級(jí)接收機(jī)接收靈敏度的影響[1]。單級(jí)毫米波開關(guān)單片在工作頻點(diǎn)的插損為0.3 dB，隔離度為46 dB，滿足不了組件開關(guān)隔離度≥65 dB的要求，因此需要2個(gè)該毫米波開關(guān)級(jí)聯(lián)使用。考慮到器件端口的輸入阻抗經(jīng)過1/4波長變換到分支節(jié)點(diǎn)處剛好為高阻狀態(tài)，兩級(jí)該毫米波開關(guān)的距離控制在λ/4。經(jīng)合理的電路及腔體設(shè)計(jì)后，組件的開關(guān)隔離度指標(biāo)可做到≥75 dB。

3 高速雙脈沖調(diào)制電路前后沿設(shè)計(jì)

為實(shí)現(xiàn)放大器開關(guān)前后沿的高速設(shè)計(jì)，本組件采用雙脈沖調(diào)制，使組件經(jīng)雙脈沖調(diào)制后的前后沿與毫米波開關(guān)的指標(biāo)一致，達(dá)到4～5 ns的高速水平；設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)注意以下兩方面：

(1) 選用高速毫米波開關(guān)單片，插損為0.3 dB，隔離度為46 dB，開關(guān)前后沿速度為4～5 ns，從器件層面保證組件調(diào)制前后沿指標(biāo)；為保證組件經(jīng)雙脈沖調(diào)制后的前沿指標(biāo)與毫米波開關(guān)一致，調(diào)整驅(qū)動(dòng)放大單片2和末級(jí)功率單片的靜態(tài)工作點(diǎn)很關(guān)鍵，需要使放大單片工作在A類狀態(tài)，使單片在靜態(tài)和動(dòng)態(tài)工作時(shí)電流保持一致。根據(jù)文獻(xiàn)[2],電流上升時(shí)間為：

(1)

式中：RG為柵極串聯(lián)電阻；CGS和CGD分別為pHEMT內(nèi)部寄生電容；VGH為柵極驅(qū)動(dòng)電壓的高電平；VGS(th)為pHEMT的柵極閾值電壓；gfs為跨導(dǎo)；IDM為漏極電流的最大值；Von為pHEMT通態(tài)壓降。

可以看出tri和tfv都與IDM呈正相關(guān)，也就是漏極電流的峰值越大，MOSFET的開通速度越慢。電流下降時(shí)間tfi有：

(2)

可看出關(guān)斷過程的電流下降時(shí)間tfi與IDM呈正相關(guān)。式(1)、(2)中的RG和VGH能在電路中進(jìn)行調(diào)整，RG為圖3中R1和R2串聯(lián)后的阻值，RG取值越小，前后沿速度越快，但如果取值過小又會(huì)導(dǎo)致柵流過大，影響長期可靠性；VGH為圖3中R1和R2對(duì)地串聯(lián)分壓后的電壓值，VGH取值越接近0 V，前沿速度越快，但如果取值太接近0 V，又會(huì)導(dǎo)致漏電流過大，影響器件長期可靠性。經(jīng)綜合考慮，選用的R1阻值為390 Ω，R2阻值為43 Ω，GaAs pHEMT器件柵壓調(diào)整到-0.5 V，此時(shí)功率單片的靜態(tài)電流與飽和動(dòng)態(tài)電流基本一致，故不會(huì)因動(dòng)、靜工作狀態(tài)切換時(shí)漏電流變化大導(dǎo)致前后沿指標(biāo)惡化。

(2) 因?yàn)槁O脈沖調(diào)制會(huì)有30～50 ns的展寬，所以功放經(jīng)漏極脈沖調(diào)制的后沿比毫米波開關(guān)關(guān)斷時(shí)間滯后30～50 ns，因此組件經(jīng)雙脈沖調(diào)制后的下降沿能保持毫米波開關(guān)下降沿的水平4～5 ns；考慮到發(fā)射驅(qū)動(dòng)脈沖下降沿(即毫米波開關(guān)開啟時(shí)間)比功放控制TTL上升沿延遲100 ns，因此要求功放經(jīng)漏極脈沖調(diào)制的延遲加上功放前沿累計(jì)時(shí)間控制在70 ns內(nèi)，以保證功放經(jīng)漏極脈沖調(diào)制的前沿比毫米波開關(guān)開啟時(shí)間提前15～30 ns，進(jìn)而保證組件經(jīng)雙脈沖調(diào)制后的前沿與毫米波開關(guān)的指標(biāo)一致[3]。

本組件的功率器件采用GaAs pHEMT結(jié)構(gòu)的功率單片,從工程設(shè)計(jì)的穩(wěn)定性及安全性方面充分考慮后，決定選擇漏極調(diào)制方式，下面針對(duì)漏極脈沖調(diào)制電路進(jìn)行分析。組件實(shí)際工作中，對(duì)驅(qū)動(dòng)放大單片2和末級(jí)功率單片進(jìn)行漏極脈沖調(diào)制，考慮到PMOS管承受電流能力有限，因此采用2組相同電路形式的漏極調(diào)制電路，該電路的單組電路圖如圖3所示。

圖3 漏極調(diào)制電路圖(單組)

電路用到的主要器件包括PMOS管及MOSFET驅(qū)動(dòng)器。選用的PMOS器件主要參數(shù)如下：漏源導(dǎo)通時(shí)電阻RDS(on)為0.02 Ω，脈沖工作狀態(tài)下源電流ISM額定值為45 A，結(jié)溫TJ最大額定值為150℃，熱阻RqJA為50°C/W，上升沿延遲時(shí)間18 ns。選用的MOSFET驅(qū)動(dòng)器主要參數(shù)如下：電源電壓為+4 V～+12.6 V，N溝道峰值輸出電流為7.6 A，P溝道峰值輸出電流為1.3 A，傳輸延時(shí)≤12 ns。設(shè)計(jì)該漏極調(diào)制電路需要注意以下3點(diǎn)：

(1) 為保證組件的脈沖調(diào)制開關(guān)前后沿高速設(shè)計(jì)，需要盡量縮短MOS器件柵極的上升沿及下降沿時(shí)間，因此MOSFET驅(qū)動(dòng)器P_OUT和N_OUT之間的串聯(lián)電阻(見圖3中的R3)應(yīng)盡量小，本組件中該電阻值為0 Ω。

(2) 因?yàn)槁O調(diào)制電路處理較高的1.08 MHz信號(hào)頻率，過高的di/dt容易引起振蕩，低溫工作時(shí)容易產(chǎn)生雜波(含雜波頻譜波形，如圖4)，因此需要在MOSFET驅(qū)動(dòng)器V+引腳對(duì)地之間加0.1 μF的旁路電容(見圖3中的C2)，布板時(shí)位置盡量靠近MOSFET驅(qū)動(dòng)器V+引腳，加0.1 μF旁路電容后的頻譜波形如圖5；為避免因布板走線過細(xì)過長引起的自感效應(yīng)，布板時(shí)要注意MOSFET驅(qū)動(dòng)器盡量排布在靠近PMOS管柵極的位置。

圖4 旁路濾波前含雜波的頻譜波形

圖5 經(jīng)旁路濾波后的頻譜波形

(3) 為保證組件帶動(dòng)大電流GaAs PHEMT負(fù)載時(shí)的高速開關(guān)前沿及頂降，需要在Vdd端口對(duì)地并聯(lián)儲(chǔ)能電容(見圖3中的C3、C4)[4]，根據(jù)電容定義:

(3)

式中：C為儲(chǔ)能電容容量；Q為脈沖工作期間電容上電量的變化量；ΔU為脈沖工作期間電容上電壓的變化量。在脈沖工作期間：

Q=Ip×τ

(4)

式中：Ip為脈沖峰值電流(脈沖功放中GaAs pHEMT的工作電流)；τ為脈沖寬度。

通過以上公式計(jì)算，最終確定組件Vdd端口對(duì)地并聯(lián)的儲(chǔ)能電容(見圖3中的C3、C4)為2個(gè)10 μF電容。

PMOS管及MOSFET驅(qū)動(dòng)器傳輸延時(shí)典型值累加為30 ns，在實(shí)際電路中組件經(jīng)單脈沖漏極調(diào)制后的延遲時(shí)間做到≤50 ns，如圖6所示，滿足了本文雙脈沖調(diào)制電路設(shè)計(jì)要點(diǎn)中提出的延遲時(shí)間≤70 ns的要求。

圖6 單脈沖漏極調(diào)制的延遲時(shí)間示意圖

4 可靠性設(shè)計(jì)及電氣指標(biāo)測試結(jié)果

本文主要討論產(chǎn)品可靠性設(shè)計(jì)中的熱設(shè)計(jì)環(huán)節(jié)。所有放大單片均采用燒焊的安裝方式，芯片形式的單片用280℃金錫焊料燒焊在鉬銅底托上，再將鉬銅底托用183℃焊料燒焊在盒體上，確保功率芯片產(chǎn)生的熱量有效傳導(dǎo)到盒體上。

組件工作在脈沖狀態(tài)下，驅(qū)動(dòng)放大單片2及2個(gè)末級(jí)功率單片占空比為25%，組件的最高環(huán)境溫度是+70℃。放大單片的結(jié)溫計(jì)算公式為：放大單片結(jié)溫=環(huán)境溫度+耗散功率×熱阻+5℃，其中耗散功率Pc=(Vd×Id-Po)×占空比。

根據(jù)國軍標(biāo)GJB/Z35-93《元器件可靠性降額準(zhǔn)則》的規(guī)定，額定最高結(jié)溫為175℃的晶體管器件，工作結(jié)溫的I級(jí)降額等級(jí)標(biāo)準(zhǔn)為≤100℃，Ⅱ級(jí)降額等級(jí)標(biāo)準(zhǔn)為≤125℃，Ⅲ級(jí)降額等級(jí)標(biāo)準(zhǔn)為≤145℃。組件用到的發(fā)熱器件工作時(shí)結(jié)溫均≤100℃，達(dá)到I級(jí)降額等級(jí)標(biāo)準(zhǔn)，最大程度地改善了元器件使用可靠性，實(shí)現(xiàn)了組件降額設(shè)計(jì)及熱設(shè)計(jì)的高可靠性，發(fā)熱器件結(jié)溫計(jì)算各參數(shù)詳見表1。

表1 組件發(fā)熱器件工作時(shí)結(jié)溫計(jì)算表

組件測試結(jié)果：經(jīng)雙脈沖調(diào)制后最終的上升沿指標(biāo)做到3.39 ns，下降沿指標(biāo)做到3.55 ns，實(shí)現(xiàn)了組件前后沿的高速設(shè)計(jì)，測試結(jié)果如圖7所示；組件毫米波開關(guān)隔離做到75 dB，優(yōu)于設(shè)計(jì)預(yù)期指標(biāo)。

圖7 測試結(jié)果圖

5 結(jié)束語

本文給出了Ka波段脈沖功率放大器的基本設(shè)計(jì)思路, 設(shè)計(jì)出高速雙脈沖調(diào)制開關(guān)電路，并針對(duì)組件高可靠中的熱設(shè)計(jì)進(jìn)行了分析，樣機(jī)達(dá)到了脈沖功率信號(hào)上升、下降沿時(shí)間≤4.0 ns的性能指標(biāo)，可靠性滿足Ⅰ級(jí)降額要求，驗(yàn)證了設(shè)計(jì)方法的合理性和可行性。

[1] 王超,陳曉光.Ku 波段固態(tài)高速脈沖功率放大器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)[J].電子器件,2008,31(6):1808-1811.

[2] 王冬冬.大功率固態(tài)開關(guān)在脈沖功率應(yīng)用中的特性研究[D].上海：復(fù)旦大學(xué)，2011.

[3] 胡召宇.Ka頻段固態(tài)脈沖功率放大技術(shù)研究[D].成都：電子科技大學(xué)，2011.

[4] 顧占彪,王淼.GaAs FET 脈沖功率放大器輸出脈沖包絡(luò)分析研究[J].半導(dǎo)體技術(shù),2013,38(6):474-478.

Design of High-speed and High-reliability for Ka-band Pulse Power Amplifier

XIA Jun-ying1，ZHAO Xian-zhang1，GUO Fang2，ZHAO Xi-bin1

(1.The 13th Research Institute,CETC,Shijiazhuang 050051,China；2.Shijiazhuang Tiedao University,Shijiazhuang 050051,China)

This paper presents a design method of Ka-band pulse power amplifier,emphatically discusses the high-speed double-pulse modulation switch circuit,at the same time performs thermal design in view of reliability,tests the prototype.The result shows that the rise time and fall time of the pulse power signal are less than 4 ns,and reliability design meets the qualification of the senior downgrade,and each main index satisfies the design requirement,which validates the rationality and feasibility of the design method.

high-speed double-pulse modulation;high reliability;millimeter wave

2015-01-29

T722.75

B

CN32-1413(2015)02-0113-04

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2015.02.029