兩相兩重斬波變換的半導體激光器電源研究

王志強，馬新敏，王 超，郭 飛

(華中科技大學激光加工國家工程研究中心，武漢430074)

引 言

高功率半導體激光器驅動電源根據電流輸出模式的不同，主要分為連續、準連續和脈沖3種輸出模式［1-3］。目前，在激光加工領域廣泛采用連續輸出模式，為滿足加工要求［4-6］，該類電源要有幾十瓦到幾千瓦的驅動能力，同時有快速的輸出電流動態響應速度［7-8］。電路結構上普遍采用兩級變換器相串聯［1-2］，其中前級為含有高頻隔離變壓器的開關型交流/直流變換器，輸出呈恒壓源特性;后級采用串聯反饋式線性變換電流源，以便將前級輸出的直流恒定電壓Uin轉換成負載激光二極管(laser diode，LD)模塊所需的直流電流Io，同時減小輸出電流紋波，提高輸出電流的動態響應速度［9-10］。但是，串聯反饋式線性電流源中的調整管工作在線性放大區，結構上與負載相串聯，全部的負載電流Io流過調整管，功率損耗大、電源效率低。一旦LD模塊內部發生局部短路使端電壓降低或電源改接低電壓LD負載時，都會造成功耗的大幅增加，調整管易過熱損壞，這說明電源對負載電壓的自適應能力較差。為滿足大電流負載要求，調整管常采用多個功率金屬氧化物半導體場效應晶體管(metal-oxidesemiconductor field-effect transistor，MOSFET)相并聯，以此來均勻分擔負載電流和管耗。這勢必造成后級電路使用的功率器件增多，相應的控制電路復雜，散熱器加大，硬件成本升高。

目前，國外對高功率LD驅動電源的研究已取得令人矚目的成果，處于明顯的領先水平。功率在2kW左右的LD驅動電源相關產品，有美國艾賽斯公司生產的額定輸出20V/125A，型號PCO-6131的LD驅動電源;德國Lumina Power公司研發的型號LDY-2500-XX-YY的額定輸出2.5kW，最大輸出電流150A的LD驅動電源。由于電源采用高頻開關型變換器結構，因此電能轉換效率較高，對負載電壓自適應能力強。國內對LD驅動電源的研究起步較晚，現今發展水平與國外仍有較大差距。現有西安炬光科技有限公司生產的額定輸出24V/100A，型號FL-DLD06-24-100-CW的LD驅動電源;天津鼎曦光學科技有限公司研發的額定輸出30V/100A，型號CLP-SP-30V100A-12的LD驅動電源。由于電源后級采用串聯反饋式線性變換電流源結構，導致電源對負載電壓的自適應能力較差，后級變換器效率較低難以突破90%，電源整體效率偏低。

為克服上述后級串聯反饋式線性變換電流源的諸多缺陷，作者基于兩相兩重斬波變換技術，研發出一種性能優異的開關型變換電流源。該電流源結構簡單，采用脈沖寬度調制(pulse width modulation，PWM)技術，電能轉換效率高;對負載電壓自適應能力強;輸出電流動態響應速度快，能很好地滿足激光加工要求。

1 電源整體設計及原理分析

1．1 主電路結構

基于兩相兩重斬波變換技術的半導體激光器用2kW電源，該電源(power supply，PS)電路結構如圖1所示。主電路由兩級功率變換環節PS1和PS2串聯組成。其中前級 PS1為高頻隔離式開關型交流/直流(alternating-current/direct-current，AC/DC)變換器，具有恒壓源輸出特性。后級PS2(圖1中虛線框所示)為兩相兩重斬波變換電流源，用于驅動LD模塊。

Fig.1 Schematic diagram of 2kW laser diode driver

1．2 兩相兩重斬波變換器工作原理分析

兩相兩重斬波變換電流源實質上是由兩路降壓式開關型變換器組成［11］，其輸出端并聯后向負載供電，參見圖1中的PS2，其中一路由開關器件Q1、續流二極管D1、儲能電感 L1組成，另一路則由 Q2，D2和 L2組成，且兩路器件參量完全一致。Q1和Q2，D1和D2皆選用低耐壓大電流容量的功率MOSFET，其中D1，D2是利用MOSFET管內的體二極管作續流二極管，以便實現高頻率開關和大電流輸出。采用高頻PWM開關控制，在每個開關周期T內，Q1與Q2交錯導通且占空比同為D，通過調節D來改變電路的變壓比Uo/Uin，以此調控負載電流Io。其中占空比D是指單管的導通時間與整個開關周期T的比值，如圖2所示。

Fig.2 Driving waveforms of Q1and Q2

前半周期的［t1，t2］時段為 Q1導通時間 Ton，1=D×T，期間加在L1兩端電壓為Uin-Uo，使電感電流i1線性增加，同時向負載LD模塊供電，電流i1的變化率Δi1+/Δt為:

［t2，t5］時段為 Q1截止時間 Toff，1=(1-D)×T，此時加在L1兩端電壓為-Uo，i1經二極管D1續流，將L1存儲的磁能轉換成電能向負載供電，電流i1線性減小，i1的變化率 Δi1-/Δt為:

在整個前半周期［t1，t3］，Q2均處于關斷狀態，電感電流i2經D2續流，向負載供電。

Q1和Q2在每個開關周期按180°錯導通且導通時間均為DT。穩態時，在一個開關周期T內，對電感L1或L2，由伏秒平衡［12］原理可以得到:

由于輸出電容C2取值足夠大，且開關頻率較高，故單個周期內Uo可認為恒定不變，則由(3)式可得:

考慮到Q1，Q2交錯導通存在死區時間，最大占空比D，故根據(4)式有，即要求輸入電壓Uin高于2倍的輸出電壓Uo。同理也可得到流過電感L2的電流i2的變化情況。電流i1，i2及總電流io的波形如圖3所示。

由圖3可見，兩電感電流i1，i2波形完全相同，僅在時間上互差180°，且總電流io=i1+i2，io經輸出電容C2濾波后，流向負載LD模塊的總平均電流等于兩路電感的平均電流之和，即Io=I1+I2，且I1=I2。總電流io的脈動頻率較電感電流i1，i2的脈動頻率提高1倍，變為2/T，脈動幅值卻大大減小。同時濾波電容C2采用等效串聯電阻較小的聚丙烯金屬膜電容，在高頻開關狀態下，使輸出紋波電流更小，電路輸出更加穩定。

Fig.3 Inductor current and total current waveforms

在同等輸出條件下，兩相兩重斬波變換電路中的儲能電感L1，L2及主電路MOSFET承受的電流比單路降壓變換電路小，降低了單個MOSFET的導通損耗，減少了儲能電感L1，L2和濾波電容C2的值，同時提高輸入電壓Uin，大大提升了電感L1和L2中電流的上升變化率(Uin-Uo)/L，使電路在啟動時可以快速地給負載供電，從而提高電路的動態響應速度［13］。

1．3 控制電路工作原理分析

控制電路中(如圖1所示)，Uv，g為電源輸出電壓的給定信號，Ui，g為輸出電流的給定信號，其值大小可根據選定的LD模塊的規格來分別整定;Uv，f為輸出電壓的反饋取樣信號，Ui，f為輸出電流的反饋取樣信號。電壓反饋環路和電流反饋環路的輸出經二極管Dv和Di并行連接，由電壓比例-積分調節器Gv(s)的輸出uv和電流比例-積分調節器Gi(s)的輸出ui二者中電壓較高者調控開關管驅動信號的脈寬，從而實現恒流限壓的矩形輸出特性［14］，控制電路采用比例-積分調節方式，電路拓撲結構具體參見參考文獻［14］中的圖4，這里不再贅述。

電源給LD模塊供電時，為得到恒流輸出特性，可通過整定輸出電壓的給定值Uv，g，使對應的限定電壓略高于LD模塊額定工作時的電壓，此時電壓比例-積分調節器Gv(s)僅在空載時起輸出限壓作用。電源空載時因輸出電流Io=0，使電流反饋取樣信號Ui，f=0而Ui，g＞0，經電流比例-積分調節器Gi(s)的反向比例-積分調節使輸出ui為負飽和值，二極管Di截止而Dv導通，ut=uv，電流調節器Gi(s)退出，僅由電壓調節器Gv(s)單獨調控，電源在電壓負反饋作用下輸出呈限壓特性。電源帶負載后，因輸出電壓反饋取樣信號Uv，f始終小于電壓給定信號 Uv，g，經電壓比例-積分調節器Gv(s)的反相比例-積分調節使輸出uv為負飽和值，二極管Dv截止而 Di導通，ut=ui，電壓比例-積分調節器Gv(s)退出，僅由電流比例-積分調節器Gi(s)單獨調控驅動信號UPWM的脈寬，電源在電流負反饋作用下呈恒流源輸出特性［12］。

2 電源特性測試與分析

本文中選用的PS1為額定輸出48V/50A的隔離式交流/直流變換器。按圖1所示電路結構，與PS2構成了2kW額定輸出20V/100A的LD驅動恒流電源。外接可調電阻(型號ZB120-095，阻值范圍為0Ω～18Ω)R0作為負載，對電源的靜態輸出特性和后級電感均流特性分別進行測試，測試用示波器型號為泰克MDO4054-3混合域示波器，電流探頭型號為泰克TCP0150(量程 25A/150A，30MHz)、泰克 TCP0030(量程30A，120MHz)，測試環境為室溫。

2．1 電源靜態輸出特性

將輸出電壓上限值 Uo，h和輸出電流上限值 Io，h分別設為18V和50A。改變負載電阻R0的阻值(非等阻值變化)，測得1組電源靜態輸出特性數據，繪制成伏安特性曲線，如圖4所示。

Fig.4 V-I curve

由圖4可知:(1)當負載R0=0.36Ω時，對應輸出特性曲線的轉折點B;(2)當R0＞0.36Ω時，電源工作在BC段，輸出電流Io隨負載R0阻值增加而逐漸減小，輸出保持恒定電壓Uo=18V，電源輸出呈限壓特性;(3)當R0＜0.36Ω時，電源工作在AB段，輸出電壓Uo隨負載R0阻值減小而逐漸減小，輸出保持恒定電流Io=50A，電源輸出呈恒流特性，這也正是LD驅動電源的正常工作區域。

因此，無論是LD模塊內部發生局部短路使端電壓降低，還是電源外接低電壓的LD模塊負載，電源均能保證輸出恒定的負載電流而不損壞內部的功率器件。可見，電源對負載電壓自適應能力強，具有較好的矩形輸出特性。

2．2 后級電感電流波形

設置電源輸出電流Io=59.8A，電源恒流正常工作時，使用電流探頭(TCP0030，量程30A)直接測量流過電感L1和L2的電流i1和i2。測得電感電流i1和i2波形如圖5所示。圖5表明，流過電感L1和L2的電流平均值相等，與第1.2節中的理論分析一致，說明PS2中兩路降壓式開關型變換器的均流效果好。

Fig.5 Inductor current waveform of i1and i2

3 高功率激光系統聯機數據測試

將德國DILAS公司生產的激光二極管模塊(如圖6所示，型號E15.4Y-940.3-960C-VH8.1)作為電源負載。當流過LD模塊的電流為100A時，其導通壓降約為18V。測試用激光功率計為Primes PowerMonitor大功率激光功率計，其它測試儀器與第2節中相同。

Fig.6 Diode laser module

3．1 高功率激光系統靜態特性

按照第1.3節中所述，設置輸出電壓的限壓值Uo，h=20V，調節電源在恒流模式下工作。

(1)將負載開路，測量驅動電源(如圖7所示)輸出端電壓Uo，Uo保持在限壓值20V。

Fig.7 Laser diode driver

(2)接入負載，將輸出電流從0A連續調節到100A，激光系統工作正常;當Io≈14A時，LD模塊開始出光;當Io=100A時，實現了LD模塊1110W的連續光功率輸出。

(3)將電源輸出端短路，設置輸出電流Io=100A，短路狀態下電源維持恒流100A輸出不變。

由此可見，電源表現出良好的靜態輸出特性。

3．2 輸出電流的動態響應特性

負載情況下，設置輸出電流的給定信號Ui，g為方波(頻率50Hz、幅值0V～10V)，如圖8上方示波器1通道所示，Ui，g幅值0V～10V線性對應輸出電流0A～100A變化。使用電流探頭(TCP0150)直接測量電源輸出電流Io的波形，如圖8下方示波器2通道所示。

Fig.8 Square-wave response of output current

由圖8可見，輸出電流0A～100A的上升、下降時間僅為0.5ms。與同類傳統線性變換電流源1ms的動態響應時間相比較，略有提升。同時克服了傳統開關型電源輸出響應速度慢的缺點，可滿足激光加工過程中快速地開光和關光要求。

3．3 輸出電流紋波測量

負載情況下，調節輸出電流Io=100A，靜態時測試電源輸出紋波電流的波形如圖9所示。其中示波器上方1通道為輸出紋波電流波形，下方2通道為靜態輸出電流幅值。

Fig.9 Current ripple

由圖9可見，在輸出滿載電流Io=100A時，紋波電流的峰峰值IRPP≈140mA，其均方根值IRMS≈28mA，電流紋波系數為0.028%，遠小于滿載輸出電流的0.5%，滿足激光加工要求。

3．4 后級兩相兩重斬波變換電流源效率

負載情況下，調節輸出電流Io從10A逐步增加到100A，步長10A，測試數據經計算整理后，可得后級兩相兩重斬波變換電流源PS2的電能轉換效率η隨輸出功率P的變化曲線，如圖10所示。

圖10表明，在額定輸出范圍內，η保持在93%以上，證明兩相兩重斬波變換電流源具有較高的電能轉換效率，克服了傳統的串聯反饋式線性變換電流源效率低的缺點。若能針對續流二極管D1和D2的功耗，合理運用同步整流技術，可進一步提升低電壓大電流類電流源的電能轉換效率。

Fig.10 Power-efficiency curve(P-η curve)

4 結論

采用兩相兩重斬波電路作為電源主電路后級變換器的拓撲結構，再結合電壓、電流閉環調節電路，構成了性能優異的半導體激光器用2kW電源。

(1)電源后級采用開關型變換電流源，與傳統線性變換電流源相比，電路結構簡單、成本低廉，電能轉換效率可高達93%。

(2)電源具有較為理想的恒流限壓矩形輸出特性，對負載電壓自適應能力強，提高了電源運行的安全性。

(3)兩相兩重斬波變換器中的雙路降壓變換電路交錯導通工作，加快了輸出電流的動態響應速度，使電源輸出滿載電流的方波響應時間降至0.5ms左右，滿足工業加工過程中快速地開光和關光要求，在激光加工領域具有很強的實用價值。

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