基于MMC技術(shù)柔性直流輸電系統(tǒng)調(diào)制策略選擇方法

彭冠炎

(中國能源建設(shè)集團(tuán)廣東省電力設(shè)計研究院有限公司，廣東廣州510633)

基于MMC技術(shù)柔性直流輸電系統(tǒng)調(diào)制策略選擇方法

彭冠炎

(中國能源建設(shè)集團(tuán)廣東省電力設(shè)計研究院有限公司，廣東廣州510633)

本文針對模塊化多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)換流器，基于PSCAD－EMTDC建立諧波仿真計算模型，研究最近電平逼近與載波移相兩種不同調(diào)制策略下電平數(shù)與諧波含量之間的關(guān)系，為換流器選擇合適的調(diào)制策略提供重要技術(shù)支撐。

柔性直流輸電；模塊化多電平；諧波；調(diào)制策略；電平數(shù)

模塊化多電平 (Modular multilevel converter MMC)是目前發(fā)展迅猛的一種換流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，同一拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的不同調(diào)制方式對輸電系統(tǒng)的經(jīng)濟(jì)性、可靠性、暫穩(wěn)態(tài)特性等均有很大的不同，直接影響工程實際的造價與性能，針對目前主流MMC換流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，研究合適的調(diào)制策略意義重大。

柔性直流輸電系統(tǒng)由于運(yùn)行狀況的非線性，換流器在其運(yùn)行時會產(chǎn)生諧波，最近電平逼近 (Nearest level modulation，NLM)與載波移相 (Carrier Phase Shift Modulation，CPSM)2種不同調(diào)制策略在電平數(shù)一定的情況下諧波的含量各不相同，鑒于諧波的危害性〔1－3〕，文中結(jié)合諧波特性及含量、開關(guān)損耗、可靠性等因素對2種不同調(diào)制策略仿真得到的結(jié)果進(jìn)行分析比較研究，為MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)換流器選擇合適的調(diào)制策略給出建議。

1 MMC拓?fù)鋼Q流器結(jié)構(gòu)和原理

模塊化構(gòu)成的三相MMC換流器結(jié)構(gòu)如圖1所示，圖1(a)為MMC換流器的基本單元，是一個半橋換流單元；圖1(b)為多組變流單元級聯(lián)在一起構(gòu)成一個換流橋臂；圖1(c)為6組級聯(lián)換流橋臂組合在一起構(gòu)成三相換流器〔4－6〕。

MMC變流器的每個換流單元輸出將具有0和Vc兩種狀態(tài)，如果每個橋臂有N個換流單元，則橋臂輸出電壓的狀態(tài)將在0，Vc，2Vc，…，NVc之間變化，即具有N＋1個電平狀態(tài)。

圖1 MMC換流器結(jié)構(gòu)圖

2 NLM方法的諧波解析

NLM方法類似一種波形擬合的方法，使換流器輸出臺階波形擬合正弦波形，當(dāng)電平數(shù)目比較大時，輸出的臺階波形與正弦波形有較好的擬合度，也具有較小的諧波〔7－8〕。

NLM方法的典型波形如圖2所示，可以采用傅立葉級數(shù)的方式進(jìn)行解析分析，第n次諧波的電壓可以表示如下:

圖2 NLM方法波形示意圖

如果得到各電平所對應(yīng)的階躍角度αk，即可對NLM方法的諧波進(jìn)行解析計算〔7－8〕。

由于NLM方法依據(jù)參考正弦波 (歸一化后)取其最為接近的電平數(shù)目，當(dāng)電平數(shù)目為奇數(shù)時電平階躍變化處為參考波等于2個電平的中間點

式中 k＝1，2，…，N/2。

當(dāng)電平數(shù)為偶數(shù)時，與奇數(shù)電平的主要區(qū)別是不會有中間電平 (或者說0電平)，并且:

式中 n＝1，2，…，(N－2)/2。

3 CPSM方法的諧波解析

載波移相調(diào)制屬于脈沖寬度調(diào)制 (Pulse Width Modulation，PWM)方法在多電平領(lǐng)域中的應(yīng)用，通過參考波與一組三角載波的比較得到脈沖控制信號。當(dāng)這組三角波之間相位相互錯開時，稱為載波移相調(diào)制方法〔9－10〕。

對于一個N電平逆變器，可以采用K1個載波頻率為ωc1，調(diào)制比為M，載波相位角度依次錯開角度δ＝2π/K1的兩電平PWM，實現(xiàn)N＝K1＋1電平PWM方法，最后的PWM電壓是這些兩電平PWM電壓的和，每個兩電平PWM相電壓為:

式中 j＝1，2，…， K1。顯然如下關(guān)系成立

式中 k＝1， 2， 3， …， ∞ 。

這樣，總的二電平載波移相PWM電壓可以寫成

K將K1E/2＝ (N－1)E/2＝Edc/2代入到式 (6)中，并仍用m表示載波倍數(shù)，則式 (6)為:

其中諧波幅值系數(shù)可以寫成

式 (7)就是載波移相PWM策略的諧波分布表達(dá)式，這與兩電平PWM諧波表達(dá)式十分相似。從分析過程可以看出，由于載波移相作用，原來的兩電平PWM電壓中，載波倍數(shù)m為非K1整數(shù)倍的載波頻帶及其邊帶諧波，通過載波移相疊加后全部被消除掉。從式 (8)的諧波分布表達(dá)式來看，多電平載波移相PWM策略就是相當(dāng)于將原有的兩電平PWM載波頻率提高了K1倍，即最后的多電平PWM的等效載波頻率為ωc＝K1ωc1，諧波也以這個等效的載波頻率分布在相應(yīng)的載波頻帶及其邊帶中，類似于兩電平PWM的諧波分布規(guī)律。

4 NLM與CPSM方法的諧波仿真分析

為了驗證上述理論分析結(jié)果，基于 PSCAD/ EMTDC建立MMC換流器諧波分析仿真模型，在一定電平數(shù)目下，采用不同的調(diào)制策略對比分析兩種調(diào)制策略的優(yōu)缺點，仿真模型參數(shù)見表1。為了方便，設(shè)定相同的工作條件，仿真模型使用了逆變側(cè)單端換流器，直流側(cè)直接用±150 kV的直流電壓源代替，交流輸側(cè)直接連接PQ負(fù)荷模型。逆變站帶無源負(fù)載的模型便于直接設(shè)定調(diào)制比等運(yùn)行參數(shù)，也便于與理論計算值的直接比較。

表1 仿真模型參數(shù)

總諧波失真 (Total harmonic distortion，THD)在幅值方面反映了諧波畸變程度，(Harmonic current factor，HCF)指標(biāo)更多的反映了換流器諧波引起的注入電網(wǎng)中諧波電流的特性，電話諧波波形系數(shù)(Telephonic harmonic form factor，THFF)評價母線電話諧波對鄰近通信線路影響的關(guān)鍵指標(biāo)。圖3為THD與調(diào)制策略、電平數(shù)目的關(guān)系曲線圖，圖4為HCF與調(diào)制策略、電平數(shù)目的關(guān)系曲線圖，圖5為THFF與調(diào)制策略、電平數(shù)目的關(guān)系曲線圖。

仿真結(jié)果結(jié)合理論分析:

圖3 THD隨電平數(shù)變化

圖4 HCF隨電平數(shù)變化

圖5 THFF隨電平數(shù)變化

NLM方法是一種通過電平數(shù)目的疊加擬合正弦參考波的方法，電平數(shù)越少正弦波的擬合程度越差。載波移相是一種將開關(guān)的頻率提高到 K1倍(K1＝N－1)，所以CPSM等效的開關(guān)頻率比NLM更高。單次諧波畸變Dn＝Un/U1×100%(其中U1是系統(tǒng)基波相電壓有效值，Un為n次諧波相對地電壓有效值)總諧波畸變率為:

式 (9)中，N表示所考慮的最高諧波次數(shù)，開關(guān)頻率越高，THD就越高。同時仿真結(jié)果說明在電平數(shù)目在一定程度時，電平數(shù)目N的提高對THD的降低效果比開關(guān)頻率的增加更好。

1)當(dāng)N在100以內(nèi)時，CPSM方法的HCF指標(biāo)和THFF指標(biāo)都小于NLM方法。當(dāng)N大于100時候，CPSM和NLM方法的HCF指標(biāo)和THFF指標(biāo)差別不大。

式中 n表示n次諧波分量；NH為最高諧波次數(shù)；Fn＝pnnf0/800； pn為聽力加權(quán)系數(shù)； f0為基波頻率。

由于CPSM的開關(guān)頻率比NLM更高，開關(guān)頻率的提高將諧波的次數(shù)提高，從而對諧波次數(shù)敏感的HCF和THFF指標(biāo)降低。在電平數(shù)達(dá)到一定程度的時候兩者的計算結(jié)果幾乎一致。

2)隨著N增大，開始階段THD的降低非常明顯，但是當(dāng)N＞90以后，各項指標(biāo)的下降速度明顯減緩，實際上這時再增加電平數(shù)目已無明顯改善效果。

NLM方法隨著電平的增加擬合的正弦波與真實的波形約接近，這種情況下輸出波形將非常接近正弦波，各次諧波含量和THD都將比較?。籆PSM提高開關(guān)的頻率也大大降低THD。然而NLM方法開關(guān)頻率固定為基波頻率，因此諧波性能主要受到調(diào)制比的影響；CPSM方法則還有開關(guān)頻率的選擇。CPSM方法諧波指標(biāo)受載波比變化的影響，當(dāng)載波比達(dá)到一定程度再繼續(xù)增加載波比。對于改善諧波指標(biāo)的作用也不再明顯，同時增加載波比，提高開關(guān)平率比會帶來開關(guān)過大的損耗。對于改善諧波性能來說，提高電平數(shù)目比提高開關(guān)頻率更有效果，但是當(dāng)N＞90時再繼續(xù)提高電平數(shù)目對改善諧波等性能指標(biāo)已無明顯意義。

3)NLM和CPSM調(diào)制策略適應(yīng)的電平數(shù)存在分界點，綜合改善諧波含量與降低模塊的損耗進(jìn)行評價，在電平數(shù)分界點以下采用載波移相調(diào)制策略比最近電平逼近更優(yōu)，反之則否。

在每根骨架上劃出“十”字定位線，實際測量后，將數(shù)據(jù)與三維模型數(shù)據(jù)進(jìn)行對比并對數(shù)據(jù)進(jìn)行修正。最后，減去玻璃之間的離縫得出最終的玻璃尺寸。匯總玻璃數(shù)據(jù)信息提交專業(yè)生產(chǎn)廠家生產(chǎn)。

5 仿真結(jié)果與理論計算對比

考慮短路電流的影響，在沒有設(shè)置濾波器的情況下NLM方法和CPSM的THD理論計算結(jié)果如圖6和圖7所示。

圖6 NLM方法THD隨電平數(shù)目的變化曲線

圖7 CPSM方法THD隨電平數(shù)目的變化曲線

通過對比圖6，圖7和圖3，理論計算及仿真的結(jié)果接近，證明了仿真模型及仿真結(jié)果的正確性，同時證明了NLM方法在原理上是適用于電平數(shù)目比較高的情況下，可以較好的與正弦電壓實現(xiàn)擬合，并得到較好的諧波性能。在電平數(shù)目比較低的情況下NLM方法則并不適用，應(yīng)該采用提高開關(guān)頻率的手段來保證諧波性能，采用CPSM方法。

6 結(jié)語

文中分別針對NLM調(diào)制方法和載波移相調(diào)制方法，建立了MMC換流器交流側(cè)諧波特性的分析計算方法；給出了采用不同調(diào)制策略時的諧波分布特性，給出了諧波隨頻率次數(shù)的變化關(guān)系。分析了交流側(cè)諧波特性隨主要電路參數(shù)和調(diào)制參數(shù)的變化規(guī)律，例如級聯(lián)單元數(shù)目、調(diào)制策略和載波比等主要參數(shù)，為MMC換流站的主回路參數(shù)設(shè)計和調(diào)制策略選擇提供重要的依據(jù)。

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Selection of modulation schemes of flexible DC transmission system based on MMC

PENG Guanyan

(China Energy Engineering Group Co.Ltd，Guangdong Electric Power Design Institute，Guangzhou 510663，China)

This paper establishes the harmonic simulation model based on PSCAD－EMTDC，researches the nearest level and carrier phase shift modulation strategies for the modular multilevel converter topology structure，and gets the relationshi between level numbers and harmonic contents.The research conclusion provides important technical support of selecting a suitable modulation scheme for converters.

flexible DC transmission；modular multilevel converter(MMC)；harmonic；modulation schemes；the number of level

TM721.1；TM464

A

1008-0198(2015)06-0006-04

10.3969/j.issn.1008-0198.2015.06.002

彭冠炎 (1984)，男，碩士研究生，工程師，研究方向為柔性直流輸電技術(shù)。

2015-03-02 改回日期:2015-06-12

國家863研究項目:大型風(fēng)電場柔性直流輸入接入技術(shù)研究與開發(fā)示范工程中能建廣東電力設(shè)計研究院科技項目 (WC0049E1)