一種新型的SR反流控制電路

2015-03-15 11:08:55于吉永黃昌賓劉祖貴

通信電源技術(shù) 2015年1期

于吉永，黃昌賓，劉祖貴

（中國(guó)長(zhǎng)城計(jì)算機(jī)深圳股份有限公司與深圳市國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，廣東深圳518108）

0 引言

二十世紀(jì)末，由于MOSFET技術(shù)大幅度進(jìn)步，開關(guān)電源普遍引入同步整流（Synchronous Rectification簡(jiǎn)稱SR）技術(shù)，給開關(guān)電源效率帶來了巨大的提升。但是采用同步整流技術(shù)的開關(guān)電源拓?fù)渲型鶗?huì)存在能量雙向流動(dòng)。本文以采用同步整流技術(shù)的BUCK拓?fù)錇槔敿?xì)分析了其在預(yù)偏置啟動(dòng)階段及空載和輕載條件下的能量雙向流動(dòng)產(chǎn)生的原因及其帶來的危害，并簡(jiǎn)述了業(yè)界現(xiàn)有的一些解決方案和其不足，繼而提出了一種利用磁飽和原理控制的新方案及其設(shè)計(jì)方法，最后通過PSI M仿真建模驗(yàn)證了新方案的可行性。

1 采用SR技術(shù)后帶來的能量雙向流動(dòng)問題

圖1為采用同步整流技術(shù)的Buck變換器拓?fù)洌?dāng)輸出功率電感在SR開通階段的伏秒積大于在主開關(guān)開通階段的伏秒積時(shí)，電流將會(huì)由輸出端流向輸入端，此時(shí)BUCK變換器本質(zhì)上實(shí)現(xiàn)的是BOOST功能。電流反向流動(dòng)的現(xiàn)象普遍存在于采用SR技術(shù)的各類變換器拓?fù)渲校趯?shí)際應(yīng)用時(shí)可能造成問題。尤其是變換器在預(yù)偏置的情況下開機(jī)時(shí)，即在變換器輸出端已經(jīng)存在一定電壓的情況下開機(jī)時(shí)，反向電流可能會(huì)非常大。因?yàn)橐话阕儞Q器為獲得平滑穩(wěn)定的啟動(dòng)效果都會(huì)設(shè)置軟啟動(dòng)電路，使主開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)占空比在啟機(jī)時(shí)由0逐漸增大（SR驅(qū)動(dòng)信號(hào)與主開關(guān)信號(hào)互補(bǔ)，相當(dāng)于由100%逐漸減小），此時(shí)就會(huì)產(chǎn)生反向電流，如圖2所示［1］。

在驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比增大到足以使輸出功率電感在SR開通階段的伏秒積和在主開關(guān)開通階段的伏秒積達(dá)到平衡之前，反向電流會(huì)不斷增大，反向電流太大可能造成器件應(yīng)力過大而導(dǎo)致失效。此外，也會(huì)造成輸出電壓跌落過大而使負(fù)載電路不能保持正常運(yùn)行。另外，采用SR技術(shù)的CCM變換器在空載或輕載條件下，將不會(huì)再進(jìn)入DCM模式，輸出功率電感中存在負(fù)向電流，即會(huì)產(chǎn)生能量雙向流動(dòng)，以保證輸出電壓平衡在設(shè)定值，如圖3所示。

從能量守恒的角度看，理想電路中能量雙向流動(dòng)并不會(huì)產(chǎn)生能量損失，但由于實(shí)際電路中ESR的存在，能量在雙向傳遞過程中會(huì)帶來額外的銅損，使空載和輕載條件下的轉(zhuǎn)換效率降低。特別是在采用SR技術(shù)的隔離型DC／DC變換器中，如果產(chǎn)生負(fù)向電流的能量不能通過變壓器有效饋回到原邊母線，那么這個(gè)能量將會(huì)在SR的Uds上形成電壓應(yīng)力，嚴(yán)重時(shí)會(huì)造成器件過電壓應(yīng)力擊穿。

圖1 采用同步整流技術(shù)的BUCK變換器

圖2 BUCK變換器預(yù)偏置啟機(jī)的相關(guān)節(jié)點(diǎn)波形

圖3 BUCK變換器輸出空載時(shí)的相關(guān)節(jié)點(diǎn)波形

2 現(xiàn)有的一些解決方案

2.1 采用帶預(yù)偏置電壓?jiǎn)?dòng)功能的控制IC

帶預(yù)偏置電壓?jiǎn)?dòng)功能的控制IC如Intersil的ISL6420A，ISL6535，ISL8104；TI 的 TPS40007，TPS40009，TPS40057；MAXI M 的 MAX8543，MAX8544，MAX5095C，MAX1917；ST的L6730等。但這些控制芯片只能用在非隔離變換器中。因?yàn)樵诜歉綦x變換器中，IC啟動(dòng)時(shí)可以直接檢測(cè)到目前的輸出電壓是多少，與IC內(nèi)部基準(zhǔn)比較后決定主開關(guān)和SR展開的速度和脈寬，這時(shí)主開關(guān)和SR的脈寬都是慢慢增加的，它們之間并不呈互補(bǔ)關(guān)系。其缺點(diǎn)是并不能解決空載和輕載條件下的能量雙向流動(dòng)。

2.2 采用分立器件對(duì)SR的驅(qū)動(dòng)信號(hào)加以處理

采用分立器件對(duì)SR的驅(qū)動(dòng)信號(hào)加以處理，實(shí)現(xiàn)軟啟動(dòng)時(shí)主開關(guān)和SR的驅(qū)動(dòng)信號(hào)脈寬均從小到大慢慢展開，直到兩個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)為止。啟動(dòng)控制電路見圖4中的虛框部分，圖5為啟動(dòng)控制電路中相關(guān)節(jié)點(diǎn)的時(shí)序波形。這種方案僅僅是改變了軟啟動(dòng)時(shí)SR驅(qū)動(dòng)脈寬的大小，不改變穩(wěn)態(tài)時(shí)的性能，且實(shí)現(xiàn)的成本較低，亦可用于隔離型變換器中，具有一定的應(yīng)用價(jià)值［2］。但它同樣不能解決空載和輕載條件下的能量雙向流動(dòng)。

2.3 采用脈沖阻止電路

如圖6所示，利用輸出功率電感中的反向電流產(chǎn)生的電動(dòng)勢(shì)，通過繞組耦合來控制Q3的通斷，阻止了SR中反向電流的不斷增大，從而將反向電流限制在安全的準(zhǔn)線內(nèi)［1］。其缺點(diǎn)是反向電流只是抑制而不是消失，在某些實(shí)際應(yīng)用場(chǎng)合中仍有風(fēng)險(xiǎn)。脈沖阻止電路應(yīng)用于BUCK變換器的主要工作波形如圖7所示。

圖4 采用分立器件實(shí)現(xiàn)的帶預(yù)偏置電壓?jiǎn)?dòng)的BUCK電路

圖5 啟動(dòng)控制電路中相關(guān)節(jié)點(diǎn)的時(shí)序波形

圖6 采用脈沖阻止電路的BUCK變換器

3 利用磁飽和原理控制的新設(shè)計(jì)方案

3.1 新方案基本原理

圖7 脈沖阻止電路應(yīng)用于BUCK變換器的主要工作波形

本文根據(jù)現(xiàn)有解決方案的不足，提出了一種利用磁飽和原理控制SR反流的新方案。如圖8所示，飽和電感Lsat串在功率電感Lchoke之后，其基本原理就是當(dāng)電感電流iL大于Lsat的飽和電流時(shí)，Lsat電感系數(shù)為零，iL的交流成分將不能在Lsat兩端產(chǎn)生交變電壓，Q3、D1、R1組成的半波整流回路中自然不會(huì)有電流，Q3、Q4截止，SR驅(qū)動(dòng)信號(hào)正常運(yùn)行；當(dāng)電感電流iL小于Lsat的飽和電流時(shí)，iL的交流成分在Lsat兩端產(chǎn)生交變電壓為ULsat＝Lsat（d iL／d t），如果ULsat足夠大，足以使Q3、Q4飽和導(dǎo)通，SR驅(qū)動(dòng)信號(hào)將被Q4強(qiáng)行關(guān)斷。據(jù)此原理并配合電路參數(shù)的調(diào)整，可以控制SR在任何工作條件下都不會(huì)產(chǎn)生反向電流，有效解決了變換器的預(yù)偏置啟機(jī)和空載及輕載條件下的能量雙向流動(dòng)問題。同時(shí)，當(dāng)負(fù)載電流大于設(shè)定值時(shí)（一般取略大于電感電流臨界連續(xù)時(shí)的輸出電流），SR正常驅(qū)動(dòng)，可以全負(fù)載范圍實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)換效率的最優(yōu)化。磁通密度比較低（0.4～0.5 T），而且受溫度影響大。但其電阻率高，高頻損耗小。又因鐵氧體已有多種材料和磁芯規(guī)格滿足各種要求，加之價(jià)格較其它材料低廉，鐵氧體是目前在開關(guān)電源中應(yīng)用最為廣泛的材料。從功率變壓器磁芯、濾波電感、磁放大器、電流互感器以及電磁兼容濾波電感，都可以找到它的蹤影［3］。

圖8 BUCK變換器利用磁飽和原理控制SR反流的新方案

由于實(shí)際磁芯材料的B-H關(guān)系高度非線性，并具有遲滯和飽和特性。為簡(jiǎn)化分析，有必要對(duì)其進(jìn)行線性化處理。以TDK HS72UU 10.5鐵氧體磁芯為例，其典型條件下的相關(guān)參數(shù)分別為：ui＝7 500，Bsat＝0.41 T，AL＝1 500 n H／N2，Ac＝12.5 mm2，lm＝40.3 mm。圖9（a）為利用PSI M仿真工具生成的TDK HS72 UU 10.5 B-H曲線，圖9（b）為其分段線性化模型。線性化處理后，很容易寫出磁通密度Bm的分段函數(shù)，見式（1）。由安培環(huán)路定律Hlm＝Ni可以推導(dǎo)出磁芯開始飽和時(shí)的電感電流Isat，見式（2）。式中，u＝u0ur＝u0ui（ur＝ui為線性化后的近似結(jié)果）。

圖9 TDK HS72UU10.5 B-H曲線及其分段線性化模型

3.2 飽和電感磁芯選擇及線性化分析

飽和電感是一種磁滯回線矩形比高、起始磁導(dǎo)率高、矯頑力小，具有明顯飽和點(diǎn)的電感。由于其獨(dú)特的物理特性，使之在高頻開關(guān)電源的開關(guān)噪聲抑制、大電流輸出輔路穩(wěn)壓、移相全橋變換器、諧振變換器及逆變電源等方面得到了日益廣泛的應(yīng)用。其電感量隨通過的電流大小可變。若磁芯的磁滯回線呈理想的矩形，則飽和電感工作時(shí)，類似于一個(gè)開關(guān)，即流過電感的電流小時(shí)，磁芯不飽和，電感量很大，相當(dāng)于開路；當(dāng)流過電感的電流大時(shí)，磁芯飽和，電感量很小，相當(dāng)于短路。在開關(guān)電源中，常用的飽和電感磁芯材料有鐵氧體、非晶態(tài)合金等。鐵氧體與其它軟磁材料比較，雖然飽和

為便于實(shí)際飽和電感的生產(chǎn)制作和減小其傳導(dǎo)損耗，建議N取1匝。式（3）為N＝1時(shí)的飽和電流值，式（4）為N＝1且|iL|＜Isat時(shí)的電感量。

3.3 保證SR開通和關(guān)斷的條件分析

以圖8為例，式（5）、（6）分別為 Q1、Q2導(dǎo)通階段飽和電感Lsat兩端的電壓，式（7）為電感電流中的交變分量，其中L＝Lchoke＋Lsat。假設(shè)電路中Ug＝12 V，Uo＝5 V，Io_max＝25 A，Lchoke＝4μH，fsw＝200 k Hz。當(dāng)電感電流iL的最小值（即Io_SRON-△IL／2，如圖（10）實(shí)線部分波形）大于Isat時(shí)，Lsat＝0，L＝Lchoke，則可以保證SR的強(qiáng)行關(guān)斷控制電路不會(huì)動(dòng)作，SR驅(qū)動(dòng)正常運(yùn)行。Io_SRON為保證SR進(jìn)入正常驅(qū)動(dòng)的輸出負(fù)載電流點(diǎn)，如式（8）；當(dāng)電感電流iL的最大值（如圖（10）虛線部分波形）小于Isat時(shí)，L＝Lchoke＋Lsat，則可以保證通過控制電路參數(shù)的設(shè)計(jì)來強(qiáng)行關(guān)斷SR的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。Io_SROFF為保證SR驅(qū)動(dòng)信號(hào)強(qiáng)行關(guān)斷的輸出負(fù)載電流點(diǎn)，其結(jié)果分兩種情形討論，如式（9）。本例屬于DCM情形，其結(jié)果如式（10）、（11）所示。此時(shí)飽和電感Lsat兩端的電壓如式（12）、（13）所示。

圖10 保證SR開通和關(guān)斷條件下對(duì)應(yīng)的輸出負(fù)載電流（CCM）

3.4 SR控制電路相關(guān)參數(shù)設(shè)計(jì)

本例設(shè)計(jì)是以Q2導(dǎo)通階段飽和電感Lsat兩端的電壓UB_A來觸發(fā)控制電路動(dòng)作的。如果控制電路AB節(jié)點(diǎn)互換，則UA_B為有效觸發(fā)電壓。還可以從磁芯中取一個(gè)獨(dú)立繞組組成全波整流來觸發(fā)控制電路，這在實(shí)際應(yīng)用中更加方便和可靠。控制電路相關(guān)參數(shù)如表1所示，根據(jù)已知參數(shù)，可以求出R1的取值范圍，如式（14）所示。至此，全部設(shè)計(jì)過程完畢。

表1 SR控制電路部分相關(guān)參數(shù)

4 電路仿真

為了驗(yàn)證新方案及上述理論分析的正確性，對(duì)圖8所示基本電路和相關(guān)設(shè)計(jì)參數(shù)建立了PSI M仿真模型，并采用了獨(dú)立繞組耦合全波整流觸發(fā)控制方式，見圖11。預(yù)偏置輸出電壓空載條件下啟機(jī)后過渡到滿載的相關(guān)節(jié)點(diǎn)波形見圖12，未加SR反流控制措施的同等條件下的相關(guān)節(jié)點(diǎn)波形見圖13，仿真結(jié)果與理論分析基本一致。