500 W串聯諧振全橋DC／DC變換器的研制

王淑惠

（南京電子技術研究所，江蘇南京210039）

0 引 言

軟開關技術是電力電子技術研究的熱點之一，是電力電子裝置向高頻化、高功率密度化發展的關鍵技術。傳統的移相全橋PWM ZVS DC／DC變換器可以實現主開關管的ZVS，但滯后橋臂實現ZVS的負載范圍較小；整流二極管存在反向恢復問題，不利于效率的提高；輸入電壓較高時，變換器效率較低，不適合對電源性能有特殊要求的場合［1］。

LLC串聯諧振變換器能夠有效地克服移相全橋WM ZVS變換器的缺點。本文首先對LLC串聯諧振全橋DC／DC變換器的工作原理進行了詳細研究，然后給出了其主電路關鍵元器件參數設計方法，并采取了基于MC34067的控制和保護電路，最后通過實驗驗證了理論分析和設計的正確性與有效性。

1 LLC串聯諧振全橋DC／DC變換器工作原理

LLC串聯諧振全橋DC／DC變換器主電路如圖1所示。MOS管T1～T4構成全橋逆變電路，T1、T4采用同一驅動信號，T2、T3采用同一驅動信號，占空比均為50%。T1（T4）和T2（T3）驅動信號之間存在一定死區。D1～D4為MOS管的寄生二極管，電感Lr、Lm和Cr組成串聯諧振網絡，D5～D6構成全波整流電路，Cf為濾波電容［2～4］。

圖1 LLC串聯諧振全橋DC／DC變換器主電路圖

一個周期內，變換器可以分為六個工作模態，其主要波形如圖2。

圖2 各模態主要波形圖

（1）模態1（t0～t1）

t0時刻，T1、T4導通（由于t0時刻之前D1、D4已經導通，故為ZVS），諧振電流ir流經T1、T4。變壓器副邊電壓極性為上正下負，整流二極管D5導通，為負載提供能量。此時由于副邊二極管導通，電感Lm上的電壓被箝位至NUo，故ilm線性上升。

（2）模態2（t1～t2）

t1時刻，ir＝iLm，流入變壓器原邊的電流為零，變壓器原邊和副邊沒有能量交換。D5、D6中電流為零，Uo對于Lm的箝位作用消失，Lm開始參與諧振。由于Lm很大而且諧振周期長，此時可以近似認為ir＝iLm＝Im恒定（Im為iLm最大值）。諧振電容被恒流充電，電壓線性上升。

（3）模態3（t2～t3）

t2時刻，關斷T1，T4。D2，D3續流導通，變壓器原邊電壓極性變為上負下正，整流二極管D6開始導通。由于此前D5電流已經為零，故D5，D6換流期間無反向恢復問題。由于變壓器原副邊恢復導通，Lm重新被箝位至-NUo，退出諧振過程，電流iLm線性下降。

（4）模態4（t3～t4）

t3時刻，T2、T3開通（由于此前D2、D3已經導通，故為ZVS），諧振電流ir流經T2、T3；變壓器副邊電壓極性為上負下正，D6繼續導通。電感Lm上的電壓仍被箝位至-NUo，故iLm線性下降，Lm不參與諧振過程。

（5）模態5（t4～t5）

t4時刻，ir＝iLm＝-Im，流入變壓器原邊的電流為零，變壓器原邊和副邊沒有能量交換。Uo對于Lm的箝位作用消失，Lm開始參與諧振。同時諧振電容被恒流放電，電壓線性下降。

（6）模態6（t5～t6）

t5時刻，關斷T2、T3，D1、D4續流導通，變壓器原邊電壓極性變為上正下負，整流二極管D5開始導通。和模態3一樣無反向恢復問題。由于變壓器原副邊恢復導通，Lm重新被箝位至NUo，從而退出諧振過程，電流iLm線性上升。

2 主電路參數設計

結合LLC串聯諧振變換器的工作原理給出其主電路參數設計方法［5］。

2.1 變壓器變比N

當開關頻率與諧振頻率相等時，變換器直流變換比M＝1，根據該條件可以確定變壓器的變比N。

式中，Uin取輸入電壓最高值。

2.2 諧振電容C r

串聯諧振電容既是隔直電容又是諧振電容，它將儲存諧振能量。由于諧振能量取決于輸出功率，Cr的值越小、輸出功率越大，Cr的電壓就越高。因此首先應對它的峰值電壓Ucrm和Cr的關系作近似估算。

2.3 諧振電感L r

Cr確定后，就可以根據諧振頻率的大小確定Lr的大小。

2.4 電感L m

當輸出電壓Uo和輸入電壓Uin的變化范圍一定時，開關頻率fs的變化范圍和Lm、Lr的比值h大小有關，可以根據fs的變化范圍確定h的大小。

2.5 輸出濾波電容C f

濾波電容與負載并聯，其電容量大小與輸出紋波電壓和輸出電流密切相關。根據技術指標要求：紋波電壓（峰峰值）小于額定電壓0.5%，實際設計中由于開關周期小，可以近似認為Cf的放電時間為Ts。這樣可以取較大的電容值，滿足技術指標的要求。

3 控制電路設計

控制電路主要由控制信號的產生部分、功率驅動部分、隔離輸出部分組成，控制電路結構圖如圖3所示。

圖3 控制電路結構圖

3.1 主功率管控制信號產生部分

控制芯片采用MC34067，該芯片采用PFM調制技術，輸出驅動脈沖頻率可以高達1 MHz以上，輸出信號為正脈沖，非常適合MOSFET的驅動。MC34067主要由基準電壓、壓控振蕩器、誤差放大器、軟啟動電路、欠壓鎖定、保護電路和輸出電路構成，如圖4。

圖4 MC34067結構框圖

3.2 功率驅動、隔離輸出和保護部分

3.2.1 功率驅動部分

由于MC34067的驅動電流不足以驅動MOSFET，因此根據MOSFET驅動特性的要求設計相應的功率驅動電路，如圖5所示。圖5中上下兩個電路完全對稱。兩個MOS管Q2、Q4構成推挽輸出級，當輸入信號Driver1為高電平時，Q2導通，Q4截止，輸出信號為低電平。當輸入信號Driver2為低電平時，Q3導通，Q1截止，輸出信號為高電平。由于驅動電路參數可能不對稱，Q2、Q4（Q1、Q3）可能直通。電阻R3、R5、R10、R12可以起到限流作用。另外C2～C5起到隔直作用，防止隔離變壓器T1直流磁化。

圖5 功率驅動部分

3.2.2 隔離輸出部分

為了實現控制電路和主電路的電氣隔離，可以采用高速光耦或隔離變壓器進行隔離。一般高速光耦隔離驅動的最高頻率為30 k Hz～50 k Hz，而且需要單獨電源供電。由于本電路輸出驅動信號頻率較高，而且Driver1與Driver2是互補等寬的，故適合采用高頻變壓器。隔離輸出電路如圖6所示。

圖6 隔離輸出部分

3.2.3 保護部分

為了防止主開關管直通造成過電流損壞器件，和避免輸出過電壓，在控制電路中加入過流和過壓保護電路，如圖7所示。通過輸入直流母線上電流霍爾傳感器，檢測母線電流，當有過流或過壓現象產生，比較器輸出低電平。微分電路檢測比較器輸出信號下降沿，經過二極管構成的與門和RS觸發器后輸出高電平信號，該信號與MC34067的10腳相連，可以將輸出脈沖關閉。

圖7 過流和過壓保護電路

4 實驗結果

為了驗證理論分析的正確性，研制了一臺500 W的實驗樣機，實驗裝置參數如表1所示。

表1 實驗裝置參數

圖8為滿載時主開關管的驅動信號、管壓降和諧振電流波形，輸入電壓為400 V。從圖8可以看出，當輸出電流為10 A時，諧振電流ir在開關管開通之前均已變為負，其開關管寄生反并二極管已經導通，從而實現零電壓開通。

圖8 負載電流10A時的波形

純阻負載條件下，測得實驗裝置在不同輸入電壓，額定負載時的效率，繪制曲線如圖9所示。

5 結 論

LLC串聯諧振全橋DC／DC變換器與傳統移相全橋PWM ZVS DC／DC變換器相比，主開關管可以在寬負載范圍內實現ZVS；副邊整流二極管實現ZCS，沒有反向恢復問題；當輸入電壓較高時，效率較高。本文研制了一臺500 W的實驗樣機，實驗結果表明該變換器具有較大應用價值。

圖9 不同輸入電壓，額定負載條件下實驗裝置的效率曲線

［1］ Bo Yang.Topology Investigation for Front End DC／DC Power Conversion for Distributed Power System［D］.Virginia Polytechnic Institute and State University，2003.

［2］ 阮新波，嚴仰光.直流開關電源的軟開關技術［M］.北京：科學出版社，2000.

［3］ 陳 堅.電力電子變換和控制技術［M］.北京：高等教育出版社，2002.

［4］ 黃貴松，顧亦磊，章進法.LLC串聯諧振直流-直流變換器［J］.電源技術學報，2002，1（1）：61-66.

［5］ 顧亦磊，呂征宇，錢照明.三電平LLC諧振型DC／DC變換器的分析和設計［J］.電力系統自動化，2004，28（16）：67-71.