移相全橋控制的軟開關充電機設計

王春喜

(永濟新時速電機電器有限責任公司，山西永濟044502)

0 引言

充電機是一種利用現代功率電子變換和控制技術將電網交流電能轉變為直流電能的功率變換裝置。充電機的高頻化是中大功率充電機的重要發展方向。高頻化可以減小濾波電感和變壓器的體積，進而減小充電機體積，提高功率密度;還可以使輸出電壓電流紋波減小，從而提高輸出電源的質量［1］。由于中大功率的充電機大都采用MOS 管，IGBT 等作為開關器件，故而在進一步提高充電機頻率的研究中，降低這些開關器件的開關損耗成為關鍵要解決的問題。

近年來，中大功率的DC-DC 變換器多采用全橋移相電路，在電路中應用軟開關技術可降低開關損耗，提高開關頻率［2-3］?；诖吮尘埃疚慕o出了一種基于UCC3895 移相控制的280V/10A(電壓調節范圍200 ～280V)高性能充電機的整體設計方案，介紹了充電模塊主電路、移相控制電路的實現方法。針對該電路存在的效率低，輸出電壓紋波偏高等問題，本文提供了一套解決方案。

1 充電機設計方案

充電機的設計主要包括主回路和控制回路兩部分。主回路主要包括輸入濾波、三相整流、全橋變換、高頻變壓器、輸出整流、輸出濾波、控制電源和PWM 發生器八部分?？刂齐娐分饕ü收蠙z測與保護、均流電路。其中全橋變換器和PWM發生器是本設計的重點和難點，將在下文介紹。充電機設計框圖見圖1。

圖1 充電機設計框圖

1.1 充電機設計基本技術指標

本設計中基本技術指標主要包括以下幾項

(1)輸入電壓:323 ～475V(三相三線制)

(2)輸入電流:≤10A

(3)交流輸入頻率:45 ～65Hz

(4)輸出電壓范圍:200 ～280Vdc

(5)額定輸出電流:10A

(6)最大輸出電流:11A

(7)穩壓精度:≤±0.5%

(8)穩流精度:≤±0.5%

(9)紋波系數:≤±0.3%

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2 移相全橋變換器設計

本設計中采用全橋零電壓開關PWM 變換器。這種電路可以實現四個管子的零電壓開通和關斷，此電路的最大優點是它無需額外的諧振回路，不需要額外的元件就可以實現軟開關，器件應力小，這種電路對于MOS 管可以明顯的減小開關損耗［4］。全橋變換電路見圖2。

圖2 全橋變換電路

2.1 功率開關器件的選取

功率開關器(Q1、Q2、Q3、Q4)輸入電壓最大值為614V，每個橋臂由兩個開關管組成，每個開關管的耐壓值需達到307V。最大電流不大于10A，考慮兩倍左右的裕量，故選擇額定值為“800V，27A”MOSFET，器件名為IXFK27N80Q。

2.2 輸出整流二極管的選擇

整流二極管(D1、D2、D3、D4)輸出最大電壓515V(100%占空比)，最大輸出電流Io=11A，考慮兩倍左右的裕量，選擇APT30D100BG“1000V，30A”的二極管組成橋式整流電路。

2.3 隔直電容C1 的選擇

對于全橋電路來講，在變壓器原邊串聯隔直電容是為了解除磁通不平衡造成的危害。磁通不平衡是由于變壓器初級的伏秒數在兩個1/2 周期內不平衡造成的，當磁芯的磁通逐步遠離磁化曲線原點時，變壓器進入飽和狀態，使之無法承受電壓，造成開關管損壞。加入隔直電容后可以防止變壓器直流偏磁，使其工作在磁滯回線原點附近。

設隔直電容兩端的電壓變化量的峰-峰值VUcpp=16V，則隔直電容值可以按照下式計算式中，Iinmax—變換器原邊最大電流，取計算值6.5A;Dmax—最大占空比，取0.86;fs—變換器開關管的開關頻率，取69kHz，經計算得C1應取2.53μF，經調試實際取C1為3.3μF。

2.4 諧振電感L1 的選擇

C1與L1串聯構成串聯諧振變換器，當工作頻率f 大于諧振頻率fr時，原邊開關管ZVS 開通，副邊整流二極管ZCS 開通。即

式中，f—開關管開關頻率，代入數值得L1＞1.62μH;Lr—諧振電感;Cr—諧振電容。

L1取值較大可有效抑制原邊電流急劇變化引起的寄生振蕩，減小上沖或下沖的尖峰毛刺，降低開關損耗;但L1過大又會延長占空比丟失時間，降低整機效率。L1取值小些可縮短原邊電流在死區時間諧振過零的反向過程，在輸入電壓最低、輸出電流最大時仍能控制移相穩壓，提升電源效率;但L1過小，雖使占空比丟失減小，但原邊電流上沖或下沖的尖峰毛刺會顯著增大，增大開關損耗，降低電源的可靠性。因此，在實際的設計調試過程中，取L1為24.4μH 左右。

3 PWM 驅動電路的設計

3.1 基于UCC3895 的脈沖發生電路的設計

在工程應用中可靠性是我們需要首要考慮的問題。集成控制器在這一點上有明顯的優勢。它是成熟的工業產品，已經在市場上經過了多年的檢驗。綜合以上考慮，充電機使用了一片UCC3895 來產生移相脈沖。它只需要0 ～3.6V的電壓信號，就可產生與之對應的移相信號。它是純硬件的方法產生的脈沖，響應速度快，工作穩定可靠［5］。

UCC3895 有可編程輸出開通延時和自適應延時設置，既可用于電流模式，又可用于電壓模式。可實現輸出脈沖占空比從0%到100%移相控制。本電路中UCC3895 采用固定死區時間的電壓控制模式，如圖3 所示。

圖3 基于UCC3895 的脈沖發生電路

同步振蕩器的工作頻率由定時電容CT(7 腳)和定時電阻RT(8 腳)決定。實際電路中CT 為C2和C3并聯。RT 為R1。根據下面公式可近似得到振蕩周期

可以算出69kHz 的相移脈沖需要的CT 和RT值。當T=14.5μs=2Tosc，取RT=120kΩ，CT=570pF。實際調試中根據觀測將CT 校正為660pF，由C1取560pF 與C2取100pF 并聯組成。

4 實驗結果

根據上述所示電路，結合具體參數指標，搭建實物樣機，并做了大量的實驗。得到測試波形如圖4、圖5 所示。

圖4 為額定234VDC 電壓輸出，調節負載電阻達到半載輸出(5A)時的UCC3895 輸出PWM驅動波形。由于此時為半載輸出，因此控制系統將兩個驅動脈沖相位差調節到半重疊，以滿足輸出的電壓電流值。通道1 為Q1管上驅動電壓波形，通道2 為Q4管上驅動電壓波形。

圖4 5A/234V 工況下移相脈沖波形

圖5 為相同工況下在直流輸出端測試到的紋波波形。由圖可以看到，得到的直流輸出電壓比較平穩，紋波峰-峰值為168mV，計算得到紋波系數為0.036%，完全滿足設計要求。

圖5 5A/234V 工況下輸出電壓上的紋波波形圖

圖6 是對樣機在三個工作點的效率擬合的曲線圖。接近空載時由于空載損耗占的比例比較大，效率較低。電路的效率在半載以上都可以達到90%以上，接近滿載工況下效率能夠達到93.6%，效率較高，能夠達到良好的節能效果。

圖6 效率曲線圖

5 結語

本文介紹了基于UCC3895 的移相控制電路設計，并搭建了試驗樣機。由試驗結果可見，上述設計方案能夠輸出正確移相脈沖，實現了對開關管的軟開關移相控制。按照所述設計方案，充電機輸出的直流電壓波形比較平穩，紋波系數較小，各項指標能夠滿足設計要求。該充電機效率較高，滿載效率達到了93.6%，能夠達到節約能源的目的。

［1］ 許峰，徐殿國，王健強，等.軟開關大功率全橋PWM變換器拓撲結構的對比分析［J］，電力電子技術，2002(6).

［2］ C Jung-Goo，B Ju-Won，J Chang-Yong，et al. Novel zero-voltage and zero-current-switching full bridge PWM converter using transformer auxiliary winding［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2000，15(2):250-257.

［3］ C Jung-Goo，B Ju-Won，J Chang-Yong，et al. Novel zero-voltage and zero-current-switching full bridge PWM converter using a simple auxiliary circuit［J］.IEEE Transactions on Industry Applications，1999，35(1):15-20.

［4］ Mr.Brunoro，J.L.F.Vieira. A high-performance ZVS full-bridge DC-DC 0-50V/0-10A power supply with phaseshift control［J］.Power Electron，IEEE Transactions on.1999，14(3):495-505.

［5］ 張哲，張純江，沈虹. 新型移相控制器UCC3895 的應用研究［J］，電力電子技術，2005.3.