面向5G的非正交多址接入技術

畢 奇，梁 林，楊 姍，陳 鵬

（中國電信股份有限公司技術創新中心 北京 100031）

1 引言

在移動通信系統中，多址接入技術是滿足多個用戶同時進行通信的必要手段。在過去20多年間，每一代移動通信系統的出現，都伴隨著多址接入技術的革新。多址接入技術的設計既要考慮業務特點、系統帶寬、調制編碼和干擾管理等層面的影響，也要考慮設備基帶能力、射頻性能和成本等工程問題的制約。

目前，全球4G網絡建設方興未艾，面向2020年的5G研究已在全世界范圍內開啟。與4G相比，5G網絡需提供更高的頻譜頻率、更多的用戶連接數。縱觀歷史，1G到4G系統大都采用了正交的多址接入技術，如圖1所示。面向5G，非正交多址接入（non-orthogonal multiple access,NMA）技術日益受到產業界的重視。一方面，從單用戶信息論的角度，LTE系統的單鏈路性能已經非常接近點對點信道容量，因而單鏈路頻譜效率的提升空間已十分有限；另一方面，從多用戶信息論的角度，非正交多址接入技術不僅能進一步增強頻譜效率，也是逼近多用戶信道容量界的有效手段；此外，從系統設計的角度，非正交多址接入技術還可以增加有限資源下的用戶連接數。下文將對非正交多址接入的技術原理、方案設計、信號處理流程、性能增益等進行進一步的分析。

圖1 移動通信系統中的多址接入技術革新

2 非正交多址接入系統模型和理論極限

由于通信系統的非對稱性，上下行系統模型存在顯著差別。上行通信系統是多點發送、單點接收，單用戶功率受限，同時發送的用戶數越多則總發送功率越高，發送端難以聯合處理而接收端可以聯合處理，相應的模型稱作多接入信道（multiple access channel，MAC）；下行通信是單點發送、多點接收，總發送功率受限，同時接收的用戶數越多則分給單用戶的功率越少，發送端可以聯合處理而接收端難以聯合處理，相應的模型稱作廣播信道（broadcast channel，BC）。由于系統模型和特點不同，上下行信道容量和最優傳輸策略也不相同。本節將對上下行信道容量分別進行分析[1]。

2.1 上行多接入信道

以2個用戶為例，基于式（1）可得到高斯多接入信道的容量，如圖2中的折線所示。除明確上行多接入信道的容量界之外，滿足容量的發送和接收策略也十分重要。在發送端，2個用戶在相同的資源上發送各自隨機編碼后的調制信息，并在空口進行直接疊加。在接收端，為了達到圖2中A、B兩拐點的容量，可以采用串行干擾刪除（successive interference cancellation，SIC）接收機，即：先將用戶1（或用戶2）的符號當作干擾，譯碼用戶2（或用戶1）的符號；然后刪除用戶2（或用戶1）的符號，再譯碼用戶1（或用戶2）的符號。然而基于SIC的策略不能直接達到線段AB（不包含A點和B點）上的容量。若要達到線段AB上的容量，可通過在A點和B點間進行正交復用或者在接收端采用多用戶聯合最大似然譯碼的方式實現。

圖2 2個用戶的多接入信道容量界

圖2 中的U點和V點分別代表用戶1和用戶2獨占所有資源時的信道容量。對于時分多址正交系統，假設2個用戶在時間T內分別占用T1、T2的時間傳輸，且在各自傳輸的時間里滿足E(t,)≤Pi的功率約束，則信道容量為：

對于頻分多址正交系統，假設2個用戶占用的帶寬分別為W1、W2，且2個用戶在各自頻帶內的信號功率譜密度與單用戶獨占帶寬W時相同，則信道容量為：

在此約束下，時分多址和頻分多址正交的容量均如圖2中的虛線所示。

進一步考慮借功率場景下的正交多址系統，即在時分多址時將功率約束放寬為則用戶i在傳輸時間Ti內，功率可提升至坌t∈Ti；類似地，在頻分多址中，允許用戶i在帶寬Wi內發射全部的功率。這時時分多址和頻分多址的信道容量分別為：

可以看到，借功率場景下，時分正交多址和頻分正交多址的容量均如圖2中的弧線所示[1]。可借功率的正交多址系統可以在C點達到多接入信道的和容量。然而，當2個用戶的功率不對等（即存在遠近效應）時，如圖3所示，雖然可借功率正交接入的C點和容量與多接入信道的A點和容量相等，但是C點所對應的R1<

圖3 功率不對等時的2個用戶多接入信道容量界

LTE采用正交多址接入技術，而且還要考慮實際系統和小區間干擾等因素，上行信道不采用借功率方案[2]，因而僅能達到圖2中虛線所表示的信道容量。若在5G系統中引入非正交多址接入技術，理論上頻譜效率將有顯著的提升空間。另一方面，雖然從上行多接入信道的角度，最優的發送策略是所有用戶同時滿功率發送，然而，實際的蜂窩通信系統是個復雜的干擾信道，且干擾不能完全消除，更多用戶的同時發送將給相鄰小區帶來無法完全消除的干擾。因此，對于較多用戶同時發送時的實際性能，還需考慮系統設計和工程約束，并進行全面的評估與優化。

2.2 下行廣播信道

下行高斯廣播信道的模型可表示為yi(t)=x(t)+ni(t)（i=1,…,M）。其中，x(t)為M個信源Ui聯合編碼后的發送信號，滿足的功率約束，帶寬為W；ni(t)為第i個用戶的加性高斯白噪聲，其雙邊功率譜密度為；yi(t)為第i個用戶的接收信號。高斯廣播信道中，多用戶的信道質量可以排序，不失一般性假設N1≤…≤Nj≤…≤Ni≤…≤NM。因此，若一個用戶i可以正確譯碼自身的信息，則信道質量優于用戶i的其他任意用戶j也能正確譯碼用戶i的信息。因此，高斯廣播信道是一種退化廣播信道，其容量是已知的，可表示為[1]：

其中，αi是分配給用戶i的功率比例，滿足

對于一般的退化廣播信道，可以采用疊加編碼（superposition code，SC）達到信道容量。而對于高斯廣播信道，可通過發送端信號的直接疊加和接收端的串行干擾刪除接收機來達到信道容量，具體地：給任意用戶i分配一定的功率αiP；在譯碼時，將信道質量好于用戶i的用戶j(Nj＜Ni)信息當作干擾，同時對信道質量差于用戶i的用戶k(Nk＞Ni)信息譯碼并刪除。

以2個用戶為例，考慮不同的功率分配因子，基于式（6）可得到高斯廣播信道的容量，如圖4中的實線所示。下行正交多址的容量與上行正交多址的容量類似，如圖4中的虛線所示。由于下行多用戶的總功率受限，因此沒有借功率的場景。

通過式（6）可以看到，如果沒有遠近效應，也就是所有用戶的噪聲方差相同，則下行高斯廣播信道下，非正交多址的容量與正交多址的容量相同；如果追求和容量最大的準則，則最優的策略是將所有功率分配給信道質量最好的用戶，即圖4中的A點。因此，在存在遠近效應且考慮多用戶公平性的實際場景中，非正交多址的理論容量優于正交多址，且能達到高斯廣播容量限。

3 非正交多址接入方案設計

基于第2節的分析，非正交多址接入技術是逼近上行和下行信道容量界的潛在方法。本節將從功率域、星座域、碼域3個維度，對相應非正交多址接入技術的設計原理、信號處理流程和性能增益進行詳細分析。

圖4 2個用戶的廣播信道容量界

3.1 功率域非正交多址接入

功率域非正交多址接入 （power-domain non-orthogonal multiple access，PNMA）是指在發送端將多個用戶的信號在功率域進行直接疊加，接收端通過串行干擾刪除，區分不同用戶的信號[3～5]。以下行2個用戶為例，圖5展示了PNMA方案的發送端和接收端信號處理流程。

·基站發送端：小區中心的用戶1和小區邊緣的用戶2占用相同的/時/頻空資源，二者的信號在功率域進行疊加。其中，用戶1的信道條件較好，分得較低的功率；用戶2的信道條件較差，分得較高的功率。

·用戶1接收端：考慮到分給用戶1的功率低于用戶2，若想正確地譯碼用戶1的有用信號，必須先解調/譯碼并重構用戶2的信號，然后進行刪除，進而在較好的SINR條件下譯碼用戶1的信號。

·用戶2接收端：雖然用戶2的接收信號中，存在傳輸給用戶1的信號干擾，但這部分干擾功率低于有用信號/小區間干擾，不會對用戶2帶來明顯的性能影響，因此可直接譯碼得到用戶2的有用信號。

上行PNMA的收發信號處理與下行基本對稱，疊加的多用戶信號在基站接收端通過干擾刪除進行區分。其中，對于先譯碼的用戶信號，需要將其他共調度的用戶信號當成干擾。此外，在系統設計方面，上行、下行也有一定的差別，詳見第4.2節。

以下通過鏈路級仿真驗證下行兩用戶PNMA方案相對正交多址方案的性能增益，仿真參數見表1。正交多址方案中，2個用戶通過時分復用各占一半的資源；PNMA方案中，功率分配的策略是比例公平地提升近端和遠端用戶的吞吐量，仿真結果如圖6所示。由圖6可知，近端和遠端用戶間的SNR差值越大，PNMA的和吞吐量增益越大，這符合PNMA需要利用用戶間遠近效應的理論預期。當SNR差值固定時，隨著近端用戶SNR的增加，PNMA的性能增益呈現先增大后減小的趨勢。這是因為PNMA的增益本質上來源于容量和功率的對數關系，因此在一個用戶功率受限、另一個用戶帶寬受限時，性能增益更為明顯。而仿真中，當兩個用戶的SNR都較低時，二者都處于功率受限區域；當兩個用戶的SNR都較高時，二者都處于帶寬受限區域。

3GPP TR 36.814的圖A.2.2-1中[6]，給出了站間距為500 m的典型城市宏小區（urban macro，UM）場景下，系統級多小區仿真得到的用戶SINR分布（不考慮非正交的用戶間干擾），如圖7所示。基于圖7中的多用戶SINR分布曲線，本文仿真了正交多址和功率域非正交多址的用戶吞吐量性能，如圖8所示。正交多址仿真中，采用時分輪詢調度，每個用戶占用的資源數相同；PNMA仿真中，采用分組輪詢調度，首先根據SINR將所有用戶分成2組，即低SINR組和高SINR組，2個組內的用戶數目相等，然后通過輪詢算法，每次從2個組中各選出1個用戶進行配對，并采用2個用戶的PNMA傳輸。初步仿真表明，相比正交多址方案，下行PNMA方案的小區平均吞吐量增益可以達到18.9%，小區邊緣吞吐量增益可以達到28.8%。

圖5 下行PNMA的收發端信號處理

表1 鏈路級仿真參數設置

圖6 2個用戶功率域非正交的鏈路級和吞吐量增益

圖7 系統級多小區環境下的用戶SINR分布（不考慮非正交的用戶間干擾）

圖8 系統級多小區環境下的用戶歸一化吞吐量分布

3.2 星座域非正交多址接入

對于非正交多址技術方案，PNMA是一種簡單有效的辦法。在信道容量推導中，要求發送信號為高斯調制，因此不同功率分配下的多個信號直接求和仍然服從高斯分布，PNMA是實現容量最優的非正交多址方案。然而，LTE等實際系統一般采用正交振幅調制 （quadrature amplitude modulation，QAM），在某些功率分配下，多用戶信號直接求和后的星座圖將遠離高斯分布，這會帶來容量上的成形增益（shaping gain）損失。本節介紹的星座域非正交多址接入（constellation-domain non-orthogonal multiple access）是一種星座圖可控的非正交多址增強方案，可以降低信號疊加帶來的額外成形增益損失。

功率域非正交和星座域非正交是等效的方案。對于下行系統，功率域非正交是將多用戶信息調制到星座圖后進行疊加，而星座域非正交則是基于現有的星座圖給不同的用戶分配不同的比特。星座域非正交方案中的發送端星座圖是固定可控的，因此除了理論上的成形增益外，發送信號的誤差向量（error vector magnitude，EVM）、峰均功率比（peak-to-average power ratio，PAPR）也與單用戶信號保持一致。此外，星座域非正交和功率域非正交的基帶處理復雜度是近似的，但對于LTE系統，后者具有更好的后向兼容性。

星座域非正交方案的核心算法是多用戶間的比特分配方式，如對于16QAM星座圖的4個比特，哪些分給近端的用戶，哪些分給遠端的用戶。對于高階QAM調制而言，比特間有不等差錯保護。以16QAM的I路（即4PAM）為例，如圖9所示，其兩個比特的最小歐式距離是不同的，因而其差錯抑制能力和對應比特所能承載信息的速率也是不同的。

圖9 4PAM星座不等差錯保護示意

根據鏈式法則無損信道容量，I（b1b2；Y）=I（b1；Y）+I（b2;Y|b1），其中b1b2為調制比特，Y為接收星座點，I(·)為互信息函數。對于QAM調制，最優的解調是將b1b2和譯碼作為整體的最大似然估計。為了降低復雜度，通常分離解調和譯碼，而且QAM各個比特是獨立解調的，此時的可達容量為I（b1；Y）+I（b2；Y）。由于I（b2;Y|b1）>I（b2；Y），這將帶來一定的容量損失。對于LTE系統，b1b2在相同的編碼碼字中，基于鏈式法則無損信道容量的譯碼是十分復雜的，但如果b1b2對應到兩個碼字時，鏈式法則的應用就比較容易，即可以先解調一個比特并譯碼，然后在已知這個比特時再解調另一個比特并譯碼，也就是多級編碼（multi-level code，MLC）方案[7]。

考慮下行2個用戶的非正交方案，每個用戶有1個碼字，則可直接應用鏈式法則。不失一般性假設，遠端用戶兩比特的容量滿足>，近端用戶兩比特的容量滿足>。考慮到信息論中容量與功率的對數關系，可以證明/

假設正交調度下2個用戶各占一半的資源，則信息容量為：

若優先將比特容量高的比特分給遠端用戶，并保證遠端用戶容量不變，2個用戶的容量分配可表示為：

3.3 碼域非正交多址接入

碼域非正交多址接入（code-domain non-orthogonal multiple access）技術是指多個數據層通過碼域擴頻和非正交疊加后，在相同的時頻空資源里發送，這多個數據層可以來自一個或多個用戶。接收端通過線性解擴頻碼和干擾刪除操作來分離各用戶的信息。擴頻碼字的設計直接影響此方案的性能和接收機的復雜度，是十分重要的因素。低密碼（low density signature，LDS）是碼域擴頻非正交技術的一種特殊實現方式[8]，LDS擴頻碼字中有一部分零元素，因此碼字具有稀疏性。這種稀疏特性使接收端可以采用較低復雜度的消息傳遞算法（message passing algorithm，MPA），并通過多用戶聯合迭代，實現近似多用戶最大似然的譯碼性能[9]。

進一步，若將LDS方案中的QAM調制器和線性稀疏擴頻兩個模塊結合，進行聯合優化，即直接將數據比特映射為復數稀疏向量（即碼字），則形成了稀疏碼多址（sparse code multiple access，SCMA）方案，如圖10所示[3,10,11]。稀疏碼多址是一種基于碼本的、頻譜效率接近最優化的非正交多址接入技術。如圖11所示，SCMA編碼器在預定義的碼本集合中為每個數據層（或用戶）選擇一個碼本；然后基于所選擇的碼本，信道編碼后的數據比特將直接映射到相應的碼字中；最后將多個數據層（或用戶）的碼字進行非正交疊加。

相比于正交多址方案，SCMA有以下方面的性能優勢：擴頻分集增益，可利用碼域擴頻對抗信道衰落；當復用層數大于擴頻因子（即占用的資源數）時，SCMA能夠達到更高的傳輸速率和用戶連接數；基于碼字的稀疏性，在接收端采用低復雜度、性能近似最優的迭代MPA檢測算法；QAM調制器和線性稀疏擴頻的聯合優化可帶來額外的多維調制編碼增益。

圖10 碼域非正交多址方案：LDS與SCMA

圖11 SCMA非正交疊加示例圖（碼長為4，用戶數為6）

3.4 方案小結

通信原理中，數字通信系統的調制可以表示為Acos(ωt+φ)。廣義上可將多址看作一種特殊的調制技術，因而有幅度（功率）A、頻率（碼字）ω、相位（星座）φ3個潛在的優化方向。功率域非正交多址是利用功率分配，即優化A，實現多用戶的調制多址技術；星座域非正交多址則基于星座圖中A和φ的聯合優化，實現多用戶的調制多址技術；碼域非正交多址除了在星座圖上的優化外，還引入了擴頻碼字，即聯合A、ω、φ做進一步的多維優化。可見，3種方案能夠以遞進的層次統一到一個整體中。隨著優化維度的增加，非正交方案的理論性能會有一定的增強，但同時也意味著復雜度的提升。實際系統中，需要同時考慮不同方案的性能增益、系統復雜度和工程非理想約束，以尋求最優的折中方案。

4 非正交多址的應用場景與系統設計

4.1 應用場景

如前所述，相比于正交多址技術，非正交多址技術能獲得頻譜效率的提升，且在不增加資源占用的前提下同時服務更多用戶。從網絡運營的角度，非正交多址具有以下3個方面的潛在優勢。

（1）應用場景較為廣泛

非正交多址技術對站址、天面資源、頻段沒有額外的要求，潛在可應用于宏基站與微基站、接入鏈路與回傳鏈路、高頻段與低頻段。而且，終端和基站基帶處理能力的不斷增強將為非正交多址技術走向實際應用奠定堅實的基礎。

（2）性能具有頑健性

非正交多址技術在接收端進行干擾刪除/多用戶檢測，因此僅接收端需要獲取相關信道信息，一方面減小了信道信息的反饋開銷，另一方面增強了信道信息的準確性，使其在實際系統中（特別是高速移動場景中）具有更加頑健的性能。

（3）適用于海量連接場景

非正交多址可以顯著提升用戶連接數，因此適用于海量連接場景。特別地，基于上行SCMA非正交多址技術，可設計免調度的競爭隨機接入機制，從而降低海量小分組業務的接入時延和信令開銷，并支持更多且可動態變化的用戶數目。此時，有上行傳輸需求的每個用戶代表1個SCMA數據層，在免調度的情況下，直接向基站發送數據。同時，接收端通過多用戶盲檢測，判斷哪些用戶發送了上行數據，并解調出這些用戶的數據信息[3]。

4.2 系統設計

在系統設計方面，非正交多址接入技術可復用LTE系統的信道編譯碼、OFDM、參考信號等設計，并能夠與既有MIMO技術進行結合，具有一定的后向兼容性。

基于LTE系統，引入非正交多址技術將帶來多個層面的改動，具體見表2。

5 結束語

本文對非正交多址接入技術進行了分析。從信息論的角度，非正交多址接入技術可以逼近下行廣播信道和上行多接入信道的容量界。從方案設計的角度，非正交多址可通過功率域非正交、星座域非正交、碼域非正交疊加來實現。從網絡運營的角度，非正交多址能夠提升頻譜效率和用戶連接數，具有較為廣泛的應用場景，性能具有頑健性，適用于海量連接場景，且對LTE系統具有一定的后向兼容性。

表2 非正交多址技術帶來的系統設計影響

在實際系統中，非正交多址的性能還依賴于基站調度實現、比特分配或碼本設計以及接收機算法等。為了驗證其在實際設備能力和信道環境下的性能，還需開發非正交多址的試驗驗證系統，這也是后續工作重點。

1 Thomas M C,Joy A T.Elements of Information Theory(Second Edition).Hoboken NewJersey:John Wiley & Sons,Inc.,2006

2 3GPP TS 36.213.Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA);Physical Layer Procedures,2013

3 METIS D2.3.Components of a New Air Interface-Building Blocks and Performance,2014

4 Benjebbour A,Saito Y,Kishiyama Y,et al.Concept and practical considerations of non-orthogonal multiple access(NOMA)for future radio access.Proceedings of International Symposium on Intelligent Signal Processing and Communications Systems,Naha,Japan,2013:770～774

5 Katayama H,Kishiyama Y,Higuchi,K.Inter-cell interference coordination using frequency block dependent transmission power control and PF scheduling in non-orthogonal access with SIC for cellular uplink.Proceedings of 7th International Conference on Signal Processing and Communication Systems,Carrara,VIC,Italy,2013:1～5

6 3GPP TR 36.814.Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA);Further Advancements for E-UTRA Physical Layer Aspects,2010

7 Wachsmann U,Fischer R F H,Huber J B.Multilevel codes:theoretical concepts and practical design rules.IEEE Transactions on Information Theory,1999,45(5):1361～1391

8 Hoshyar R,Razavi R,AL-Imari M.LDS-OFDM an efficient multiple access technique.Proceedings of IEEE 71st Vehicular Technology Conference,Taipei,China,2010:1～5

9 Hoshyar R,Wathan F P,Tafazolli R.Novel low-density signature for synchronous CDMA systems over AWGN channel.IEEE Transactions on Signal Processing,2008,56(4):1616～1626

10 Hosein N,Hadi B.Sparse code multiple access.Proceedings of IEEE 24th International Symposium on Personal Indoor and Mobile Radio Communications,London,England,2013:332～336

11 Nikopour H,Yi E,Bayesteh A,et al.SCMA for downlink multiple access of 5G wireless networks.Proceedings of IEEE Global Communications Conference,Austin,TX,USA,2014:3940～3945