一種適用于心電信號檢測的高階連續時間OTA-C濾波器設計*

段吉海，郝強宇，徐衛林，韋保林

(桂林電子科技大學信息與通信學院，廣西桂林541004)

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一種適用于心電信號檢測的高階連續時間OTA-C濾波器設計*

段吉海，郝強宇，徐衛林*，韋保林

(桂林電子科技大學信息與通信學院，廣西桂林541004)

摘要:提出一種適合心電信號(ECG)檢測的OTA-C濾波器。為了達到低功耗、低截止頻率、高直流增益、高阻帶衰減、低諧波失真的目的，濾波器采用五階巴特沃斯全差分低通濾波結構和高增益的兩級單端輸出OTA，其中OTA電路采用亞閾值區驅動、電流分流和源極負反饋等技術。采用SMIC 0.18-μm 1P6M CMOS工藝進行電路、版圖設計及優化。仿真結果表明，濾波器在靜態功耗為17.6 μW，截止頻率為240 Hz，直流增益為－6 dB，阻帶衰減大于72 dB每五倍頻，三次諧波失真小于－62 dB在400 mV時，適合應用于心電信號檢測模擬前端。

關鍵詞:低通濾波器;心電信號檢測; OTA-C;亞閾值區;源極負反饋

隨著生物醫學的發展和心臟疾病的發病率不斷上升，心電信號檢測變的尤為重要。心電信號具有幅度低、頻率低、信噪比低的特點。信號幅度在0.5 mV 到4 mV之間，經過前置運放放大后約為50 mV～400 mV，頻率在0.1 Hz到250 Hz之間［1］。基本的心電信號檢測模擬前端主要包括前置運放、低通濾波器、PGA、ADC［2］。本文主要研究其中的低通濾波器。

低通濾波器作為心電信號檢測模擬前端的重要部分，可以有效地濾除有用心電信號以外的噪聲。一些文獻采用斬波技術［3］或嵌套斬波技術［4］來設計前置放大器以將低頻1/f噪聲調制到高頻，然后通過低通濾波器消除這些高頻噪聲。這就要求設計的濾波器具有低截止頻率、高阻帶衰減、低諧波失真等特點;同時，從現代心電監測設備的無線便攜需求考慮，電路還需兼顧低功耗與較小的芯片面積。

在多種濾波器結構中，開關電容濾波器雖然適合工作在低頻，但是其電容面積過大，開關消耗額外的功耗，并且時鐘饋通效應導致動態范圍減小; MOSFET-C連續時間濾波器的MOS電阻存在著嚴重的非線性效應;而OTA-C連續時間濾波器集成度最高、電容很小、適用性也較強，成為近年來心電信號檢測模擬前端設計的研究熱點。

在低跨導值OTA-C濾波器設計中，有電流分流、浮柵級、襯底驅動等多種技術，相應的性能也被深入研究［5］。文獻［6］中提出一種采用電流分流和電流抵消技術的低通濾波器，濾波器工作在亞閾值區，具有低功耗、低噪聲、高動態范圍等特點，適用于生物醫學，但是由于是單端結構，二次諧波失真較大;文獻［7－10］提出的全差分結構消除了二次諧波失真，并針對該結構進行了詳細的理論分析，在此基礎上設計了完整的心電信號檢測模擬前端，取得了較好的測試結果;文獻［11］中提出了一種差分輸入單端輸出OTA，并將其轉化為全差分濾波器，無需共模反饋電路，并使用了電容倍乘電路達到了較寬的跨導調節范圍。但是，后兩種電路都采用了電流抵消技術，其中的局部正反饋結構會使電路對MOS管的失配十分敏感［12］。

本文在上述要求和研究的基礎上，提出一種適合心電信號(ECG)檢測的低功耗、低截止頻率、高直流增益、高阻帶衰減、低諧波失真的OTA-C濾波器。該濾波器采用新的兩級OTA、單端輸出和源極負反饋結構，以使電路在無需采用電流抵消技術的情況下，也能得到更低的恒定跨導值、更寬的線性范圍、更低的通帶衰減和諧波失真。

1　濾波器結構

為了獲得更好的通帶平坦度，以及適應斬波前置運放的高阻帶衰減需求，本文采用五階巴特沃斯濾波器，截止頻率選擇為250 Hz左右。濾波器結構如圖1所示，其等效RLC模型如圖2所示。利用本文的低等效跨導值OTA結構和差分結構的雙倍等效電容效應，無需電容倍乘電路，即可滿足設計要求的，甚至更低的截止頻率。

圖1　五階全差分巴特沃斯低通濾波器結構

圖2　等效RLC無源濾波器結構

2　OTA設計

一般的低跨導值OTA如圖3所示［8］。這種OTA工作在亞閾值區，采用電流分流、電流抵消技術，達到低跨導值的設計要求，跨導為:

式中:M、N分別為MM、MN管的并聯數量，gMR代表MR管的小信號漏源跨導，其值為:

式中:vSG、vSD分別為MR管的柵源電壓和漏源電壓。

圖3　一般低跨導值OTA結構

而系統的三次諧波失真為［8］:

式中:φF為費米勢，γ代表一個帶單位的負數。由式(3)可以看出，vSG減小時，跨導減小，諧波失真增加;增大時，跨導增加，諧波失真減小;二者相互制約。同時，由于OTA為單級結構，輸出阻抗較低，最終獲得的濾波器直流增益較低。

在此基礎上，本文提出的OTA結構如圖4所示。OTA工作在亞閾值區，第1級采用全差分結構，通過不同并聯數的MM、MN將電流分流，源極負反饋采用兩個截止區PMOS串聯，得到了更小的跨導值和更寬的線性范圍;第2級采用Cascode結構的共源極電路和電流鏡將差分輸出轉換為單端輸出，增加輸出阻抗，得到了更小的通帶衰減，即更高的直流增益。

圖4　本文提出的低跨導值OTA結構

為了更好的說明本文OTA與上述其他OTA的區別，下面將進行理論分析。由于多種非理想效應，P溝道電流公式可表示為［13］:

式中:

將式(4)中vSD的3/2次方項用泰勒級數展開后，可得到:

本文中作為源極負反饋的PMOS管工作在截止區，VSG約等于0，因此一次項系數a0≈－Vth，與上述其他OTA相比具有更好的線性度與線性范圍。另外，系統的三次諧波失真可表示為:

由式(6)可以看出，三次諧波失真不再受vSG的制約，又由于PMOS工作在截止區，具有很小的跨導，因此本文可通過優化得到一個低等效跨導值低諧波失真的OTA電路。

3　結果與分析

本電路在SMIC 0.18-μm 1P6M CMOS工藝下設計、優化與仿真，版圖如圖5所示，芯片面積(不包含ESD與Pad)約為0.15 mm2。電源電壓為1.8 V，總功耗為17.6 μW。

圖5　濾波器的版圖

圖6顯示了在近似的條件下，一般OTA與本文提出的OTA的跨導與電流曲線圖。從圖6(a)可以看出，一般OTA線性范圍在300 mV左右，沒有達到心電信號400 mV的幅度要求，而在圖6(b)中，本文提出的OTA具有更寬的跨導線性范圍(－1 V～+1 V)，滿足了400 mV的幅度要求，且線性度也更好。圖7顯示了在不同M:N下，OTA跨導值的變化情況，其中M、N分別為圖4中MM、MN管的并聯數。圖中跨導值有較寬的變化范圍，為0.2 nA/V～13.0 nA/V，而且能保持良好的線性度，說明本濾波器根據用途需要可改進為截止頻率可調型濾波器。

圖6　OTA的跨導與輸出電流曲線

圖7　不同M:N時OTA跨導的變化

圖8顯示了濾波器的頻率特性。從圖中看到，截止頻率為240 Hz，直流增益為－6 dB，在1 kHz時有72.4 dB衰減。

圖8　濾波器的頻率特性

圖9顯示了在900 mV共模電壓下，分別輸入100 Hz頻率、100 mV幅值信號和100 Hz頻率、400 mV幅值信號時，濾波器的諧波失真。可以看出雖然OTA為單端輸出結構，但濾波器仍然有很小的二次諧波失真;同時，圖9(a)表明在輸入信號為100 mV時，三次諧波失真僅為－77 dB，在圖9(b)中，有很大的輸入信號幅度(400 mV)的情況下，三次諧波失真仍然較小，為－62 dB。

圖9　濾波器的諧波失真

表1列出了本文設計的OTA-C濾波器的性能參數與其他參考文獻研究結果的對比。可以看出，本文設計的濾波器在較小的芯片面積下，有著較高的直流增益、阻帶衰減和較低的諧波失真，綜合指標也與相關文獻有較好的可比性。

表1　本文提出的濾波器與參考文獻中濾波器的對比

4　結論

本文提出的高階連續時間OTA-C濾波器采用了單端輸出兩級OTA結構和新的源極負反饋結構。電路在SMIC 0.18-μm 1P6M CMOS工藝下設計，芯片面積僅為0.15 mm2。運放工作在1.8 V電源電壓下，功耗為17.6 μW，截止頻率為240 Hz，直流增益為－6 dB，阻帶衰減大于72 dB每五倍頻，三次諧波失真小于－62 dB@400 mV，具有低功耗、低截止頻率、高直流增益、高阻帶衰減、低諧波失真的特點，滿足心電信號檢測和前置斬波運放的要求。

該濾波器的設計只針對于特定頻率的心電信號檢測，因此截止頻率固定為240 Hz，在后續的研究中可根據需要將此類濾波器改進為截止頻率可調的濾波器。

參考文獻:

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段吉海(1964－)，男，漢族，廣西桂林人，博士，桂林電子科技大學信息與通信學院教授，研究生導師，主要從事射頻集成電路研究，djh@guet.edu.cn;

徐衛林(1976－)，男，漢族，湖南邵陽人，博士，桂林電子科技大學信息與通信學院副教授，研究生導師，主要從事集成電路研究，xwl@guet.edu.cn。

郝強宇(1989－)，男，漢族，河南南陽人，桂林電子科技大學信息與通信學院碩士生，主要從事集成電路研究，113263709@qq.com;

Realizationof SOI Fully Intergrated HighlyLinearity Gm－C Filter for Temperature Compensation

SUN Shulong，LIN Min
(The Shanghai Institute of Microsystem and Information Technology of ChineseAcademy of Sciences，Shanghai 200050，China)

Abstract:A fully differential Operational Amplifier is proposed，which is adopted the voltage feedback technology to stablize the common mode output voltage，the Vthcan be adjusted according to the substrate bias on the input differential pairs，resulting in the change of the Gm of the amplifier as well as the cut-off frequency of the filter，which can be untilized to compensate the frequency offset caused by the temperature fly.The 3th order Chebyshev low pass filter is complemented on the 0.13 μm SOI GSMC technics，source voltage is 1.2 V and consists of 6 layermetals.The filter can achieve 0 dB voltage gain in the pass-band，8 MHz cut-off frequency－1 dB gain and 35 dB attenuation at 38 MHz，the ripple within band achieves 0.5 dB，when 1 MHz，400 mV Vpp sine signal applied into the circuit，the THD can reach－57 dB，and consumes 7 mW power from the source，In special application，it takes remarkable advantage.

Key words:Gm－C filter; threshold voltage offset; substrate bias; temperature compensation

doi:EEACC:1270; 7320R10.3969/j.issn.1005－9490.2015.04.013

收稿日期:2014－10－10修改日期:2014－11－01

中圖分類號:TN713

文獻標識碼:A

文章編號:1005－9490(2015)04－0774－05

項目來源:國家自然科學基金項目(61161003，61264001，61166004);廣西自然科學基金項目(2013GXNSFAA019333)