甚低頻低噪聲放大器的設計與測量

蔣宇中，陳傳克，張曙霞，劉　飛

(1.海軍工程大學電子工程學院，武漢430033; 2.中國人民解放軍92038部隊，山東青島266000; 3.中國人民解放軍91919部隊，湖北黃岡438000)

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甚低頻低噪聲放大器的設計與測量

蔣宇中1*，陳傳克1，2，張曙霞1，劉飛3

(1.海軍工程大學電子工程學院，武漢430033; 2.中國人民解放軍92038部隊，山東青島266000; 3.中國人民解放軍91919部隊，湖北黃岡438000)

摘要:為解決深水甚低頻無線電接收中微弱通信信號難以檢測的問題，設計具有優秀噪聲性能的甚低頻低噪聲前置放大器。通過對放大器噪聲匹配問題的深入分析，重點討論了直流工作點選擇、輸入阻抗匹配、復合電磁屏蔽結構等關鍵技術點，大大降低放大器的噪聲系數。考慮到放大器噪聲測量的特殊困難，設計一套完整的測量方案和實施步驟。測試結果表明該低噪聲放大器噪聲系數達到1.71 dB，比經典放大器提高至少1.5 dB。

關鍵詞:低噪聲放大器;噪聲系數;噪聲匹配;電磁屏蔽;甚低頻

甚低頻通信是指用頻率為10 kHz～30 kHz的電磁波作為載波的通信，當接收機處于深水或者與發信臺距離很遠的情況下，通信信號會變得十分微弱，在這種情況下，接收機前置放大器的噪聲系數指標就變得十分重要［1－2］。噪聲系數是衡量放大器本底噪聲的最重要指標，它反映了放大器內部噪聲對信噪比惡化的程度［3］。為了獲得較低的噪聲系數，本文提出了一種基于晶體管子電路并聯結構的放大器電路。由于甚低頻頻段電磁波的穿透效應大大增強，即電磁屏蔽材料的屏蔽作用減弱，為此專門設計放大器的復合電磁屏蔽，有效地降低了放大器受到的低頻干擾。由于低頻端噪聲測量的特殊困難，本文提出一種可行的測量方案，與目前大部分噪聲系數測量方法相比，此測量方案無需使用寬帶噪聲源，避免了低頻端寬帶噪聲源純度低的問題，易于實現。

1　低噪聲放大器電路設計

我們知道前置放大器的本底噪聲隨著頻率的降低而增加，而甚低頻所處頻段頻率較低，就放大器本身而言，取得較低的本底噪聲亦有相當的難度。另一方面，在甚低頻段，環境干擾亦非常嚴重，主要成分為全球范圍的雷電及人為干擾(電氣設備)［4］，由于這一頻段電磁波的滲透能力較強，會通過多種途徑增大放大器本底噪聲的含量，進一步增加了研制性能優秀的甚低頻低噪聲前置放大器的困難。

1.1噪聲匹配

電子系統內部的固有噪聲源主要有3種:電阻熱噪聲、散彈噪聲和1/f噪聲。電阻熱噪聲和散彈噪聲不隨頻率的變化而變化，而1/f噪聲與頻率密切相關，有關1/f噪聲特性可參考文獻［3－5］。1/f噪聲控制要點是盡可能地降低噪聲轉角頻率，使得器件工作頻率高于噪聲轉角頻率從而壓制1/f噪聲，此時器件的本底噪聲等于熱噪聲和散彈噪聲的總和。在低頻應用中，噪聲轉角頻率必須低于工作帶寬下限，工程上主要通過仿真改變電路參數實現這一點。

減小放大器噪聲系數的另一項重要措施是噪聲匹配。當放大器的最佳源阻抗RS0等于天線輸入端的輸入阻抗RS時，可以使放大器實現噪聲匹配，此時放大器的噪聲系數NF達到最小。通常天線的阻抗比較小，在50 Ω左右，而市面上的集成運放或分立元件構成的一般放大器其源電阻遠大于天線的阻抗，為了最大限度減小噪聲系數，達到更高靈敏度，必須盡可能地減小放大器的輸入阻抗，在滿足噪聲系數、增益和帶寬指標的情況下，如何減小放大器的輸入阻抗實現噪聲匹配是放大器設計的一大難點和重點。

前面討論我們知道:減小輸入阻抗達到噪聲匹配可從總體上減小放大器噪聲系數，而減小輸入阻抗就需要增加晶體管的基極電流，而基極電流增加又會反過來增大晶體管自身的噪聲系數。為解決這一矛盾，我們采用多個放大器并聯的解決方案［3］，既維護了小的基極電流又保證了較小的輸入阻抗。

多個放大器并聯分為管級并聯和子電路(單元)并聯，前者將多個晶體管性質相同的管腳直接連起來構成復合管接入電路，這種方式優點是電路簡單，缺點是選擇多個特性一致的晶體管操作上有困難，另外管腳直接連接各晶體管工作狀態相互影響較大，不利于放大器長期穩定工作。另一種方案是制作放大器單元電路，然后將多個這樣的單元電路并聯以減小噪聲系數。這種方案的優點是各放大器單元電路直流工作點相互影響小，生產過程中產品的性能可控性好，缺點是元件數多且體積較大。本文采用后一種方案，關鍵點是首先設計性能優良的放大器單元電路。

1.2放大器單元電路設計

放大器單元電路如圖1所示，第1級晶體管采用超低噪聲超β管2n930，考慮到共發射極電路與共基極電路及共集電極電路相比，具有最高的功率增益，從而使輸入級之后的各級噪聲影響大大減小［6］。因此，我們的設計也采用共發射極級聯結構，并引入復雜的交直流負反饋，改善電路性能。下面詳細介紹電路中關鍵元件的作用及設計考慮。

圖1　放大器單元電路

基極偏置電路主要由R3，R1，R2，C2組成，其中R3較為重要，主要作用是控制基極偏置電流Ib，與經典電路比較可有效降低偏置電路的電流對噪聲貢獻。設計電容C2的作用是旁路偏置電阻R1和R2的噪聲。

1.2.1直流工作點的選擇

因為1/f噪聲與晶體管的集電極工作電流Ic密切相關，如果Ic較大1/f噪聲則很難控制。表1為基極電流Ib與設計的放大器噪聲系數NF關系的仿真結果。由表1可知，減少甚低頻低噪聲放大器的基極電流Ib，可有效降低放大器噪聲系數NF，在基極電流很小時，此時基極電流較小變化對噪聲性能改善不明顯，所以較好的選擇是將基極電流Ib維持在較低的水平上。

表1　基極電流Ib與設計的放大器噪聲系數NF的關系

由上述分析可知，欲要使噪聲系數NF取得最小值，需將基極電流Ib控制在5 μA左右，下面我們通過基極電流Ib值近似推算直流通路電阻的阻值。查晶體管手冊可知，晶體管Q1、Q2的參數β1= 254，β2=159，取Ib1=Ib2=5 μA，V0=10 V，因兩管的β值很大，故Ic1≈Ie1，Ic2≈Ie2聯立方程得，

晶體管正常工作約束條件:3 V＜Vce1＜7 V，3 V＜Vce2＜7 V。

圖2　放大器直流通路

上述方程組未知變量R5～R9共5個，而獨立的方程組數為4個，解不唯一。將R5從1 kΩ到10 kΩ依次增加0.1 kΩ代入上述方程組，求解R6～R9得到一簇解，其中比較符合條件的一組電路參數為(Vce1=3 V，Vce2= 4.5 V)，R5= 2.5 kΩ，R6= 2.8 kΩ，R7=R8=R9=1.1 kΩ。

為了設計方便，實際電路中取值為R5=R6= 2.5 kΩ，R7=R8=R9=1.5 kΩ，經過計算得到Vce1=3.1 V，Vce2=4.7 V，Ib= 4.2 μA。偏置電阻R1和R2阻值很容易通過Q1管基極電流和電壓得到，R1= 100 kΩ，R2=110 kΩ。由上述計算結果可知，直流通路電阻參數選擇比較合理，取得了較小的基極電流，滿足了噪聲系數的要求。

由于溫度的變化和電源電壓的波動，將引起靜態工作點的波動，且在直接耦合放大器中，各級工作點相互影響，前級的零點漂移將被逐級放大，嚴重時將“淹沒”有效信號，使后級放大電路進入飽和或截止狀態，而無法工作［7］。為此，我們專門設計了直流負反饋網絡，該反饋網絡為由R7、R8、R9構成。下面以Q1管的基極電流IBQ1發生擾動為例講述電路直流負反饋過程(IBQ1↑→ICQ1↑→IBQ2↑→ICQ2↑→UEQ1↑→UBEQ1↓→IBQ1↓)。當Q1管的基極電流IBQ1增大時，Q1的集電極電流ICQ1也隨之增大，從而提高了Q2管的基極電流IBQ2，使Q2管集電極電流ICQ2增大，通過反饋網絡抬高了Q1管的發射極電位UEQ1，降低了Q1管的基極發射極電壓UBEQ1，導致IBQ1減少，抵消了電流擾動的影響，穩定了靜態直流工作點。

1.2.2降低輸入阻抗

噪聲性能是放大器設計的最重要指標，在其他條件一定的情況下，降低放大器本底噪聲的最有效的手段就是降低放大器輸入阻抗，進行噪聲匹配。由前面對基極電流與噪聲系數關系的分析可知，欲獲得較低的噪聲系數，要求基極工作電流Ib較小，從而造成放大器輸入阻抗很高，而接收機輸入端的輸入阻抗指標要求是50 Ω，因此簡單形式的放大器是無法同時滿足極低的噪聲指標和較低的輸入阻抗的要求。解決問題的方法就是在放大器單元電路引入交流負反饋網絡將單元電路的輸入阻抗降到150Ω左右，再將3個放大器單元電路并聯達到最終指標。

該交流負反饋網絡由C3、R4構成，它將Q1的集電極輸出電壓反饋到基極，降低了輸入阻抗［1］。

由圖3仿真結果可知，當不加交流負反饋時，即負反饋電阻R4為+∞時，輸入阻抗Zin在kΩ級上，在30 kHz時Zin=5.58 kΩ，與要求的50 Ω輸入阻抗相差很大，且在10 kHz到100 kHz的帶寬內輸入阻抗變化較大，線性度很差;引入交流負反饋之后線性度明顯改善，指定帶寬內曲線比較平坦，隨著負反饋電阻R4的逐漸降低，輸入阻抗不斷減小，且變化趨勢是由大到小，R4阻值在30 kΩ以下對輸入阻抗的改善較小，在電路設計中，R4取20 kΩ，當然交流負反饋在輸入級引入了電阻噪聲，使放大器的噪聲系數或多或少地變壞，在反饋電阻較大時，這種影響是可以忽略的。

圖3　負反饋電阻R4與輸入阻抗Zin對數關系圖

當然單一的引入交流負反饋，難以滿足50 Ω輸入阻抗的要求，所以我們采用3個放大器單元電路并聯的方式，將放大器輸入阻抗減少為原來的1/3，實現與輸入端的噪聲匹配。

由圖4仿真結果可知，多個單元并聯電路對輸入阻抗和噪聲系數的改善比較明顯，隨著并聯單元數n的增加改善的幅度逐漸減小，在n≥3時，即使單元數n增加改善效果也不明顯，考慮到電路的體積和元器件數，故在設計中n取3，使輸入阻抗降低至60 Ω左右，較大改善了電路的噪聲性能，實現了噪聲匹配。

圖4　多個單元并聯與單個單元輸入阻抗、噪聲系數對比關系

綜上所述，甚低頻低噪聲放大器整體設計框圖如圖5所示。

圖5　低噪聲放大器整體設計框圖

1.3屏蔽設計

在甚低頻頻段，環境中存在著各種低頻噪聲源，如雷電、工頻電源的諧波，機電干擾等，我們知道趨膚深度和頻率的平方根成反比，即頻率越低電磁波的穿透深度越大，這些低頻干擾很容易穿透屏蔽材料耦合進放大器中，使放大器的噪聲電壓變大，靈敏度降低，對于噪聲指標要求不高的放大器設計時可以忽略，但噪聲指標要求很高的甚低頻前置放大器來說，其影響不能忽視，所以電磁兼容結構的設計對于低噪聲前置放大器來說非常必要。

最簡單解決辦法是增加屏蔽材料的厚度，但會導致體積和重量的超標，我們采用復合電磁屏蔽，在如圖6所示，將變壓器、濾波器和3個單元的放大器放置在高導電率材料(銅)的屏蔽罩中，起電場屏蔽作用，里面再增加一層高導磁材料如坡莫合金，起磁場屏蔽作用，屏蔽罩與電路板地相連，使外界電磁波難以穿透耦合進放大電路中，有效隔離了環境干擾的影響。

圖6　復合電磁屏蔽剖面示意圖

2　測量

由于低噪聲放大器的噪聲電壓在nV級，其指標已經遠小于常用的頻譜分析儀靈敏度指標，難以實現直接測量。目前比較常用的噪聲系數測量方法主要有直接測試法、Y因子法、寬帶噪聲源法、兩倍功率法［8］。Y因子法、寬帶噪聲源法、兩倍功率法都要使用寬帶噪聲源，我們知道在低頻段獲得純的白高斯噪聲是有困難的，所以上述測量一般適用于高頻，本課題我們采用直接測量法。

直接測量法的中心思想是測準被測放大器的增益，本底的噪聲是輸入端接匹配電阻的條件下測量輸出噪聲功率譜密度來獲得的。其中增益與輸入阻抗的測量很簡單，此處不再贅述。測量框圖如圖7所示，噪聲系數測量以頻率為25 kHz為例。步驟如下:

(1)設置射頻信號發生器中心頻率為25 kHz，信號功率為－100 dBm;

(2)設置頻譜儀中心頻率為25 kHz，帶寬為100 Hz;

(3)將開關打到B，在輸入端聯接50 Ω金屬膜電阻充當噪聲源，讀取頻率儀上載噪比C/No值;

(4)計算噪聲系數NF。

圖7　甚低頻低噪聲放大器直接法測試方案

表2　信號頻率為25 kHz時的測量結果

利用公式NF(dB)= No(dBm/Hz)+174(dBm/Hz)－G得到待測放大器的噪聲系數NF=1.715。用同樣的測量方法，我們還測量了使用超低噪聲集成運放AD797構成的低噪聲前置放大器，NF約為2.85 (50 Ω輸入阻抗)。本文設計的放大器比集成運放約有2 dB左右的改進。由于甚低頻通信主要用于全球范圍內的遠程保障通信，其接收機距離發信臺很遠或處于深水位置，信號非常微弱，這種2 dB的改進非常可觀。

3　總結

經過仿真分析和實驗測量，設計采用的交流負反饋和多單元電路并聯可以有效的實現噪聲匹配，抑制噪聲。該甚低頻低噪聲前置放大器與市面上低噪聲集成運放相比具有更好的噪聲性能，噪聲系數小于2 dB，達到了甚低頻遠距離通信對低噪聲前置放大器的設計要求。

參考文獻:

［1］王磊，余寧梅.CMOS射頻低噪聲放大器的設計［J］.電子器件，2005，28(3):489.

［2］張福洪，羅晚會.無線接收機中低噪聲放大器的設計與仿真［J］.電子器件，2011，34(1):44.

［3］高晉占.微弱信號檢測［M］.2版.北京:清華大學出版社，2011:40－98.

［4］Olsen R G.Power-Transmission Electromagnetics［J］.IEEE Antennas and Propagation Magazine，1994，36(6):7－16.

［5］Marvin S Keshner.1/f Noise［J］.Proceedings of the IEEE，1982，70(3):212－218.

［6］陳其津.低噪聲電路［M］.重慶:重慶大學出版社，1998:78.

［7］王獻青.直接耦合放大電路中零點漂移的分析［J］.科技資訊，2008(32):108.

［8］Aglient Technologies.Fundamentals of RF and Microwave Noise Figure Measurement［Z］.Application Note 57－1，literature number 5952－8255E.

蔣宇中(1963－)，男，漢族，浙江嘉興，海軍工程大學電子工程學院，博士生導師，主要研究方向為通信信號處理，jiangyuzhong@tsinghua.org.cn;

陳傳克(1987－)，男，漢族，浙江蒼南，研究生學習單位為海軍工程大學電子工程學院，工作單位為中國人民解放軍92038部隊，在讀碩士研究生，主要研究方向為通信信號處理，jiangyuzhong@tsinghua.org.cn。

A High Order Continuous-Time OTA-C Filter for ECG Signal Acquisition*

DUAN Jihai，HAO Qiangyu，XU Weilin*，WEI Baolin
(School of Information and Communication，Guilin University of Electronic Technology，Guilin Guangxi 541004，China)

Abstract:An operational transconductance amplifier-capacitance(OTA-C)filter for electrocardiogram(ECG)Signal Acquisition is presented.To get low power low cut-off frequency high DC gain high stop-band attenuation and low harmonic distortion，the filter uses fifth-order Butterworth fully differential low-pass topology and a two-stages singleended OTA，which works in sub-threshold region with current division and source degeneration techniques.This circuit and layout are designed and optimized in SMIC 0.18-μm 1P6M CMOS process.The simulation result shows that the amplifier consumes a total power of only 17.6 μW，and achieves a cut-off frequency of 240 Hz，a DC gain of －6 dB，a stop-band attenuation of more than 72 dB@half a decade，a third harmonic distortion of－62 dB at 400 mV.It could be an attractive candidate for ECG signal acquisition analog front-end.

Key words:low-pass filter; ECG signal acquisition; OTA-C; sub-threshold region; source degeneration

doi:EEACC:1270; 7510B10.3969/j.issn.1005－9490.2015.04.012

收稿日期:2014－08－19修改日期:2014－09－16

中圖分類號:TN919.6

文獻標識碼:A

文章編號:1005－9490(2015)04－0769－05