基于半帶濾波器組的多載波多速率數字分路技術研究

楊 葉，王 宇

（中國空間技術研究院西安分院 陜西 西安 710100）

多載波信號的數字化解調是目前星上處理的一項關鍵技術[1,8]，而數字分路則是實現成功解調的前提。在設備復雜度和功耗允許時，通常采用FIR濾波器組來實現數字分路，以獲得精確的線性相位。

通常，數字濾波器組實現主要有并行濾波器組、樹型濾波器組和陣列FFT3種方式[2]。在計算量上，并行濾波器組法由于工作在單路和采樣率較高的情況，計算量大；樹型分路和多相陣列FFT法都工作在低采樣率上，計算量較小。特別地，在通道數很多的情況下，多相FFT法比樹型分路在計算效率上的優勢更加明顯。在結構應用靈活性上，并行濾波器組和樹型分路法對通道的帶寬基本上沒有什么苛刻的要求，而FFT分路法則要求是均勻通道，且通道數必須是2n。

由于本論文的研究背景為非均勻通道，故考慮采用樹型結構數字分路法。文中首先介紹了傳統的多載波多速率數字分路的結構和性能特點。然后，針對傳統的數字分路未能獲得充分的阻帶衰減及電路規模過大問題，文中給出了一種基于半帶濾波器組的多載波多速率(MCMRM)解決方法，并闡述了基本原理。最后，利用所提方法對多路信號進行了數字分路仿真。仿真結果表明：新的方法可以實現數字分路，并獲得充分的阻帶衰減和較小的電路規模。

1 基于鏡像濾波器組的樹形結構數字分路

圖1所示為基于樹形結構濾波器組的數字分路結構圖，從圖中可以看出，多速率濾波器組由2個信道綜合而成的濾波器組以樹形結構排列而成[3]。每個濾波器組由兩個抽取器、兩個帶通濾波器和一個累加器組合而成。然而，該多路器中存在以下缺陷：

1)如圖2所示，傳統的多路器/分路器模塊里面使用的是正交鏡像濾波器，不能獲得充分的阻帶衰減來減小混淆失真和幅度失真[4-5]。

在圖3中，為了分離出信道c，對信號通過濾波器0來進行數字分路。然后，對濾出的信號進行抽取。然而，由抽取引發的具有混淆現象的信號與分路出來的信道重疊了，導致抽取的信號發生了失真現象。而且，如果要被分路的信道所選的濾波器通帶不平坦，那么這個信號將會有幅度失真。這種數字分路將不可避免的給系統帶來解調性能的下降。

圖1 傳統的多載波多速率數字分路法Fig.1 Conventional Multicarrier/Multirate digital shunt

圖2 正交鏡像濾波器Fig.2 Quadrature mirror filter

圖3 傳統的分路方法Fig.3 Conventional demultiplexer

2)樹形結構的電路規模將隨著載波數量的增多而增大，尤其當載波數上百時，電路規模將會非常大，硬件資源消耗過多。

2 基于半帶濾波器組的樹形結構數字分路

針對傳統樹型結構濾波器組容易帶來幅度失真和混淆失真，MCMRM中的分路器使用了圖4所示的四種半帶濾波器代替正交鏡像濾波器，可提供充分的阻帶衰減[3]。這里，重點介紹四種半帶濾波器以及由它們組合而成的2信道濾波器組。其中，2信道濾波器組分別由濾波器0和濾波器1，以及濾波器2和濾波器3這兩對濾波器組合而成。通過濾波器0或者2的信號被輸入到由濾波器0和濾波器1組成的2信道濾波器組。通過濾波器1或者3的信號被輸入到由濾波器2和濾波器3組成的2信道濾波器組。

圖4 四種半帶濾波器Fig.4 The four kinds of half band filter

在圖5中，對信道進行數字分路之前，先讓信號通過濾波器1，因為所選濾波器的通帶是平坦的，故不會有幅度失真。然后，對濾波后的信號進行抽取。從抽取速率和濾波器通帶帶寬的關系可知，由于抽取所帶來的失真不會和通帶重疊。因此，通帶頻率不會受到由抽取器帶來的混淆失真和幅度失真的影響。

圖5 新的分路方法Fig.5 New demultiplexer

同時，MCMRM采用圖6所示的在每一階段共享2信道濾波器組，即通過分時機制來減小分路器的電路規模的方法[6-7]。每個濾波器單元代表一個不同的處理階段。在基于樹形結構的多速率濾波器組中的每一個階段，這個濾波器單元可以處理輸入到其中的所有的信號。每個濾波器單元由一個FIR濾波器、一個累加器和一個存儲器組成。這樣的設計方法使電路規模減小為原來的log2N/(N-1)。（N指處理的載波數目）。

圖6 新的分路器結構Fig.6 Block diagram of proposed demultiplexer

3 仿真與分析

本小節將對提出的分路器結構進行仿真驗證，并與傳統的數字分路器進行了對比。

如圖7所示，用基于樹形結構的多級分路器對12路QPSK/FDMA信號進行數字分路，每一個節點都通過類似的半帶濾波器[2]，半帶濾波器的通帶分別覆蓋輸入信號頻譜的不同部分，通過半帶濾波器的輸出信號的傳輸速率將會減半。四種半帶濾波器的通帶范圍分別為：

其中，fs是輸入到半帶濾波器中信號的采樣頻率。首先，通過圖7中的第一級時，濾波器的通帶將會覆蓋圖8中信號頻率較低的八個信道，而濾波器將會覆蓋信號中頻率較高的八個信道。然后，分路器的每一階段將進一步分離信號直到每一路單獨的信號出現在第4階段的濾波器的輸出端。注意，在每一個階段所使用的半帶濾波器的功能是一樣的，唯一改變的是在通過每一級的半帶濾波器之后，采樣速率降低了一半。

如圖8所示，兩個速率較高的信號嵌入在FDMA信號中；一個是FDMA信號中基礎速率的兩倍，一個是FDMA信號中基礎速率的4倍。為了分離出兩倍于基礎速率的信號，我們可以在圖8中的A點提取出信號并將其直接送入到與其速率相對應的信道處理器中，跳過樹形分路后面的階段。對于速率為基礎速率四倍的信號，我們可以將其從圖8中的B點提取出來，省去樹形分路后面的階段。這種樹形分路法通過使用分時處理的多速率濾波器組，使得電路規模過大的問題得到了有效解決。下面對圖8中所標注的多載波多速率信號進行數字分路。以第一路信號為例。

圖7 多級分路器的框圖Fig.7 Block diagram of multistage demultiplexer

首先，對第一路信號的多級抽取進行仿真，濾波器輸入端的符號速率為1.35 MHz,采樣速率為86.4 MHz，經過四級半帶濾波器的抽取，結果如圖8中的4個子圖所示。

圖8 通過四級半帶濾波器的抽取仿真Fig.8 After the four stage half band filter extraction

從上面的4個仿真子圖可以看出，每經過一級半帶濾波器后，采樣速率減半，抽取后序列的頻譜為抽取前原序列的頻譜經頻移和2倍展寬后的2個頻譜的疊加。即通過新給出的MCMRM方法，可以在提供充分的阻帶衰減和減小硬件規模的前提下有效的實現數字分路。

4 結 論

文中介紹了一種針對衛星通信系統的高效多載波多速率群解調器的結構，從實現可行性的角度對多路突發信號的數字分路原理進行深入的研究，提出了基于半帶濾波器組的數字分路方法，通過仿真驗證，該方法可改善傳統數字分路帶來的幅度失真和混淆失真問題，且可顯著減小電路規模，便于工程實現，適用于同時處理多路信號的場合。

[1]Takahata F.A PSK group modem for satellite communications[J].IEEE Journal on Select Areas Communications,1987(5):648-661.

[2]Beaulieu F D,Champagne B.Design of prototype filters for perfect reconstruction DFT filter bank transceivers[M].Signal Processing,2002.

[3]Tanabe Ohata K,UebaM.Multicarrier/Multirate MODEM operated by time division multiple process[M].AIAA 2002.

[4]R.E.克勞切，LR.拉賓納，多抽樣率數字信號處理[M].北京：人民郵電出版社，1988.

[5](美)普羅基斯(Proakis，J.G.)著；張力軍譯.數字通信(第四版)[M].北京：電業出版社，2003,P200-300.

[6]lazaris-brunner K,Chen W,Spenler S.Multicarrier demultiplexer and demodulator design for the Canadian advanced sitcom program[J].Jan.2009,89(1):87-98.

[7]Helmut,Eyssele.Simulation of an on-board hiearchical multistage digital FDM demultiplexer for mobile SCPC satellite[J].International Journal of Satellite Communications,1990(8):79-83.

[8]Norman P Secord,Chun Loo.Simulation Study of An ONBOARD Satellite Group Demodulator Based On The Multistage Transmultiplexer[J].IEEE 1992:232-240.