岸艦雙基地地波超視距雷達技術?

(西安電子科技大學雷達信號處理國家重點實驗室,陜西西安710071)

0 引言

由于地面微波雷達受到地球曲率的限制,在海邊沒有高山,岸基雷達的視距一般只有幾十公里。為了突破這一限制,近幾十年來,世界主要大國均在大力發展高頻(2～30 MHz)雷達[1-5]。高頻雷達根據電波傳播方式的差異,可分為高頻天波超視距雷達(Sky Wave OTHR,SKWOTHR)和高頻地波超視距雷達(Surface Wave OTHR,SWOTHR)。高頻天波雷達借用電離層作為傳播媒介,實現對雷達視距外的遠距離目標進行預警監測,其作用距離一般為1 000～3 500 km;高頻地波雷達則利用了高頻電磁波的垂直極化特性及其沿海表面低損耗的傳播特性,實現超視距目標的探測,其作用距離一般在300～400 km[3,6-7]。

高頻地波雷達由于波長長,具有反隱身、反低空突防、抗反輻射導彈和超視距預警等優勢,并得到了廣泛的研究。但是,現有用于目標探測的高頻地波雷達一般采用大型對數天線發射,高數十米,并采用數百米長的大型陣列天線接收,占地面積約為10 000 m2。例如,加拿大的某高頻地波雷達的發射天線為架設在高40 m鐵塔上的對數周期天線,接收天線為40個單元并鋪設在1.5 km長的海岸上[1-2]。因此,地波雷達面臨著“陣地大、選址難、角度分辨率低、機動性差”等問題。高頻地波雷達從天線架設角度主要分岸基和艦載兩種,從使用角度主要分為用于目標探測和用于海流流向、浪高、流速和海面風向、風速、浪周期等參數的測量。本文主要針對用于目標探測的高頻地波雷達。艦載高頻地波雷達的天線孔徑受到艦船尺寸的限制,例如,對百米長的艦船,若天線孔徑為100 m,在8 MHz工作頻率波束寬度約20°,且在船的兩頭幾乎不能探測。而岸 艦雙基地地波超視距雷達可以在海岸上架設大型發射天線陣,并發射正交信號,在接收站即使采用單個無方向性的天線,也可以在接收站利用發射天線孔徑,形成發射方向圖,從而實現對目標的探測與定位,因此,它是一種多輸入單輸出(MISO)雷達。當然若在大型艦船上接收,也可以采用陣列天線接收,構成多輸入多輸出(MIMO)雷達。

岸-艦雙基地地波超視距雷達綜合利用地波超視距、多基地、無源定位、空時編碼正交信號等先進雷達體制或技術的優點,構成一種嶄新的岸-艦雙基地超視距探測雷達。這種雷達有利于克服現有單基地的岸基或艦載地波雷達的缺點或不足。由于采用多天線陣列發射,且發射“空-時”編碼正交信號;在接收站可只采用單根無方向天線接收,便于安裝在多個小型艦船上。因此,本文首先簡述該雷達的工作原理和主要特點,然后分析其關鍵技術,計算其威力覆蓋范圍,最后介紹原理性試驗系統及其試驗結果。

1 岸-艦雙基地地波超視距雷達的工作原理

考慮岸-艦雙基地地波超視距雷達的出發點主要有:1)雷達置于軍艦一類的運動作戰平臺上,便于機動,且構成岸 艦雙基地雷達;2)在軍艦上不發射電磁波(相當于“無源”定位),所有軍艦均利用岸上發射站發射的信號,既可以避免敵方利用我方發射的信號偵察到自己和反輻射導彈的攻擊,又可以減少軍艦上的雷達設備;3)采用高頻(HF)波段,因為地波(表面波)傳播方式能夠看到視距以外,并且雷達波長與散射目標尺寸相當時因諧振效應而獲得較大的散射截面積,有利于對隱身目標的探測。

岸-艦雙基地地波超視距雷達采用N個發射天線架設在海灘上,發射信號采用空時編碼技術,向空間全向或扇區照射,并不形成發射方向圖,相當于一個“廣播臺”;接收站采用一個無方向性的天線且安裝在艦船上,可以在任意艦船上安裝接收設備,共享一個發射站輻射的信號。它在接收端通過綜合處理而形成發射方向圖,這一點與稀布陣綜合脈沖孔徑雷達(SIAR)類似。岸-艦雙基地地波超視距雷達實際上是“窄發寬收”體制(普通地波超視距雷達一般為“寬發窄收”體制)。

岸-艦雙基地地波超視距雷達的發射、接收與目標的位置示意圖如圖1所示,假定發射站O、接收站P(可以有多個,圖中只畫出一個)和目標T投影到一個平面上。在接收站,接收站相對于發射站的距離R0和方位∠1可以利用GPS等設備得到,對接收信號進行發射綜合處理(類似于發射數字波束形成)、相干積累和目標檢測等處理,可以得到發射站到目標的距離Rt與目標到接收站的距離Rr的“距離和”R(即Rt+Rr),以及目標相對于發射站的方位θ(等于∠NOT,它與接收站所在位置無關)。在 △POT中,∠POT=α=θ-∠1,利用幾何關系可以計算出目標相對于接收站的距離Rr和方位φ=∠NPT=180°-∠2,

圖1 岸-艦雙基地地波超視距雷達示意圖

岸艦雙基地地波超視距雷達的信號處理過程如圖2所示。在圖中下邊的目標處理支路需要先對各發射信號分量進行分離,對各分量的脈沖壓縮等處理;然后進行發射孔徑綜合處理,形成發射方向圖;再進行長時間相干積累處理等。對海面目標的速度較慢,且地波雷達的距離分辨率較低,不需要考慮目標跨距離單元和跨多普勒通道的問題。

圖2 岸-艦雙基地地波超視距雷達的信號處理過程

該雷達與常規地波超視距雷達的主要區別有:

1)常規地波超視距雷達一般發射寬波束覆蓋某一扇區,接收為窄波束,即“寬發窄收”體制;而岸-艦雙基地地波超視距雷達采用陣列發射,發射信號時在功率意義上并不形成發射方向圖,但可以在接收端通過“DBF”處理而形成發射方向圖。

2)任意艦載接收站都可以通過信號處理形成發射方向圖,而常規地波超視距雷達不可能。即使常規地波超視距雷達的接收天線能安裝在艦船上,構成岸-艦雙(多)基地雷達系統,但接收站必須采用大孔徑天線陣測角,因而只能安裝在大型艦船上。

3)接收站最少可只采用一個小型化天線,因而可以安裝在小型艦船上,這是其他體制地波雷達所無法具備的。

4)由于收發分置,接收站不發射信號,因此,對接收站而言,具有一切“無源”的優勢,即良好的抗有源定向干擾能力和抗摧毀能力。

5)利用發射陣在兩維平面上垂直維的孔徑來降低天線仰角副瓣電平,從而減少電離層的干擾[8]。而一般艦載地波OTH雷達天線的垂直維的副瓣電平高,易受電離層干擾。

因此,本雷達是一種新型岸-艦雙基地地波OTH雷達,且接收站能裝載于任意多個小型艦船上(也可以裝載于大型艦船上)。為我軍艦船提供一種新型“無源”警戒與引導手段,以提高這類小型艦船的隱蔽性和機動作戰能力。

2 岸-艦雙基地地波超視距雷達的主要關鍵問題

岸-艦雙基地地波超視距雷達需要解決的關鍵問題主要有:

1)在運動平臺上的雙基地雷達的時間和頻率同步問題。盡管發射的時鐘基準和接收端給A/D的采樣時鐘均采用高穩定度的恒溫晶振,但是兩個恒溫晶振之間在10 MHz頻率可能存在10 m Hz左右的頻率差異,在百秒量級的相干處理之前需要對頻率的差異進行補償[9]。若采用線性調頻中斷連續波,還需要利用直達波提取時間同步信號等[10-11]。

2)利用直達波對發射陣列的幅相與互耦校正。岸-艦雙基地地波雷達采用陣列發射,在接收端進行通道分離,并采用發射綜合技術獲取目標相對于發射站的方向信息。實際中,由于發射通道電路特征的差異不可避免,必須進行陣列誤差校準。考慮到接收平臺運動且位置可測量,不同位置接收到的直達波有所不同,本文已提出在接收端利用直達波信號估計發射通道誤差參數的校準方法[12-14]。

3)直達波抑制。由于直達波比目標回波信號強得多,因此,在該雷達中應采用兩級接收機,第一級接收機為低增益,用于接收直達波信號;第二級接收機為高增益,用于接收目標回波信號。然后對目標回波支路采用時、頻域等方法抑制直達波[15]。

4)雜波特征及其抑制方法。針對運動平臺上海雜波譜可能被展寬,需要研究海雜波特征及其抑制方法,本文在文獻[16]中提出了在圖像域進行海雜波抑制的處理方法。需要分析在雙基地工作情況下電離層雜波的散射特征,通過對發射陣列優化設計,控制仰角維的副瓣電平。研究雙基地工作情況下地波雷達的射頻干擾抑制方法[7,17]。

3 岸-艦雙基地地波超視距雷達威力的計算

針對海面艦船目標,岸-艦雙基地地波超視距雷達威力計算的主要參數為:

發射天線單元數為Ne,考慮阻抗匹配后發射天線單元天線增益為Gt=5 dB;

單元天線發射的峰值功率為Pt;

接收天線采用小型化高效地波天線,增益為Gr=0 dB;

接收機帶寬B=100 k Hz;

接收機噪聲系數F=5 d B,外部環境的噪聲系數為Fc,根據有關資料[1-2]:

當工作頻率為4～12 M Hz時,Fc=51～42.5 d B。可見,在地波雷達中,外部噪聲的功率密度為Nc=k T0Fc·Gr,當取Fc=45 dB,Gr=0 dB時,Nc=-159d B。而接收機內部噪聲的功率密度為Nnei=k T0F,當取F=5 dB時,Nnei=-199 dB。所以,接收信號總的噪聲功率密度為N0=Nc+Nnei≈Nc,即接收的噪聲主要是外部環境噪聲。

系統總損耗為Ls,這里是指發射和接收電纜的損耗。由于分散發射,發射機就在天線旁邊,連接電纜較短;接收機也在接收天線下方。因此取Ls=2 dB。

在HF波段,艦船目標的有效散射截面積(RCS)σ的近似計算公式[8]為故在威力計算過程中,對不同噸位的船的平均RCS取值如表1所示。

_表1 不同噸位船只的平均RCS

相干積累時間為Ti(如取256 s);檢測前的信噪比(即檢測因子)為D0。若發射站到目標、目標到艦船(接收站)的距離分別為Rt,Rr,則雙基地雷達方程為

式中:λ為波長;Ft,Fr分別為發射站到目標傳播路徑、目標到艦船傳播路徑上的地波衰減因子。由式(5)的距離積的雷達方程可以看出,該雷達的作用距離與接收天線的增益Gr無關,因此,接收天線的增益可以采用無方向性的低增益天線。

根據國際電信聯盟無線電委員會(ITU-R)建議,在海面表面波傳播不同距離時場強相對于自由空間的平均衰減的地波傳播衰減曲線[7]如圖3(a)所示,這組曲線設定天線的輻射功率為1 k W,方向系數為Dr≈3。單程接收時的場強為

如取工作頻率f0=10 M Hz,對于平均鹽度的海水(電導率σ=5 S/m,相對介電常數εr=70),可從傳播曲線查得r=400 km處的場強Ef≈25 d B(μV/m)。而在400 km 處的場強Ex1=57.5 dB(μV/m),可得傳播衰減為:A=57.5-25=32.5(dB)。因此,在400 km內的平均單程衰減因子為32.5/400=0.0813 d B/km。圖3(b)給出了左右距離分別為200 km和400 km的平均衰減因子。從圖中可以看出,載頻f0=5 M Hz時,地波的衰減(單程)平均可按0.06 dB/km計算;f0=8 M Hz時,地波的衰減(單程)為0.09 d B/km。

雙基地地波超視距雷達的威力覆蓋如圖4所示,這里RCS=40 d Bm2。圖中曲線為檢測前信雜噪比為10.5 d B時雷達的探測距離范圍。坐標原點(0,0)為發射站位置,圖中3個橢圓曲線(實線)表示接收站與發射站之間的距離分別為[100,200,300]km時的探測范圍,虛線的橢圓區域表示雙基地的盲區。圖4(a)為在接收站只裝單根接收天線的威力覆蓋;圖4(b)為接收站安裝8根接收天線的威力覆蓋。

從圖4中可見,接收站離發射站越遠,在一定范圍內增大了對目標的探測范圍。

4 試驗系統和試驗結果

圖5為該雷達原理性試驗系統的發射天線陣和接收天線,發射采用8組三元八木天線,接收為小型磁介天線。圖6為部分實測數據的處理結果,圖6(a)為目標的航跡(航行時間約半小時),圖6(b)為目標的距離-速度圖,圖6(c)為在某一時刻信號處理得到目標所在多普勒通道的時域輸出,圖6(d)為在某一時刻信號處理得到目標所在距離單元的多普勒處理結果。

圖3 海面表面波的傳播衰減曲線與衰減因子

圖4 接收站在不同位置時對艦船目標的威力覆蓋

圖5 發射天線陣和接收天線

圖6 目標的航跡和相關結果

5 結束語

本文概述了岸-艦雙基地地波超視距雷達的工作原理、信號處理流程和主要特點,計算雙基地的威力覆蓋范圍,闡述了在運動平臺上的時頻同步、基于直達波的幅相校正、直達波抑制、電離層雜波與射頻干擾的抑制等關鍵技術,給出了試驗結果。岸-艦雙基地地波超視距雷達采用小型接收天線且不發射信號,有利于自身的隱蔽,特別適合安裝在小型艦船或大型船只上,可以為我軍艦船和海監船只等提供一種新型“無源”超視距探測手段,提高艦船自身的電磁隱蔽性。因此,這種地波雷達具有重要的應用價值。

[1]SEVGI L,PONSFORD A,CHAN H C.An Integrated Maritime Surveillance System Based on High-Frequency Surface-Wave Radars,Part 1:Theoretical Background and Numerical Simulations[J].IEEE Antennas and Propagation Magazine,2001,43(4):28-43.

[2]SEVGI L,PONSFORD A,CHAN H C.An Integrated Maritime Surveillance System Based on High-Frequency Surface-Wave Radars,Part 2:Operational Status and System Performance[J].IEEE Antennas and Propagation Magazine,2001,43(5):52-63.

[3]姚軍勃,胡偉文.超視距地波雷達抗干擾能力分析與評估[J].雷達科學與技術,2008,6(5):334-337,341.YAO Jun-bo,HU Wei-wen.Analysis and Evaluation of Anti-Jamming Capability of HF Ground-Wave Radar[J].Radar Science and Technology,2008,6(5):334-337,341.(in Chinese)

[4]CHEN B X,WU J Q.Synthetic Impulse and Aperture Radar:A Novel Multi-Frequency MIMO Radar[M].Singapore:John Wiley&Sons Singapore PTE LTD,2014.

[5]陳伯孝,許輝,張守宏.艦載無源綜合脈沖/孔徑雷達及其若干關鍵問題[J].電子學報,2003,31(12):1776-1779.CHEN Bai-xiao,XU Hui,ZHANG Shou-hong.Ship-Based Passive Synthetic Impulse and Aperture Radar and Some Key Questions[J].Acta Electronica Sinica,2003,31(12):1776-1779.(in Chinese)

[6]王贊.分布式雙基地波雷達干擾與雜波等問題研究[D].西安:西安電子科技大學,2014.

[7]焦培南,張忠治.雷達環境與電波傳播特征[M].北京:電子工業出版社,2007.

[8]CHEN B X,CHEN D F,ZHANG S H,et al.Experimental System and Experimental Results for Coast-Ship Bi/Multistatic Ground-Wave Over-the-Horizon Radar[C]∥2006 CIE International Conference on Radar,Shanghai:IEEE,2006:36-40.

[9]李鋒林,陳伯孝,張守宏.一種高穩定性頻率源的低接近載波相位噪聲的測量方法[J].電子學報,2008,36(3):594-598.

[10]陳多芳.岸-艦雙基地波超視距雷達若干問題研究[D].西安:西安電子科技大學,2008.

[11]陳伯孝,朱旭花,張守宏.運動平臺上多基地雷達時間同步技術[J].系統工程與電子技術,2005,27(10):1734-1737.CHEN Bai-xiao,ZHU Xu-hua,ZHANG Shou-hong.Time Synchronization Technique of Multi-Station Radar on Moving Flat[J].Systems Engineering and Electronics,2005,27(10):1734-1737.(in Chinese)

[12]陳多芳,陳伯孝,劉春波,等.基于FFT的雙基地綜合脈沖孔徑雷達發射陣校準[J].電子學報,2008,36(3):551-555.

[13]劉春波,陳伯孝,陳多芳,等.雙基地高頻地波SIAR通道幅相誤差的自校準方法[J].電子與信息學報,2009,31(3):614-618.

[14]陳多芳,陳伯孝,劉春波,等.岸-艦雙基地綜合脈沖孔徑雷達的初始相位校準及誤差分析[J].電子與信息學報,2008,30(2):302-305.

[15]陳多芳,陳伯孝,劉春波,等.基于子空間投影的雙基地地波超視距雷達直達波抑制方法[J].電子與信息學報,2008,30(11):2702-2705.

[16]陳多芳,陳伯孝,秦國棟.岸 艦雙基地波超視距雷達圖像域海雜波抑制方法[J].電子學報,2010,38(2):387-392.

[17]王贊,陳伯孝.基于壓縮感知的高頻地波雷達射頻干擾抑制[J].系統工程與電子技術,2012,34(8):1565-1570.