新型無橋PFC控制BLDC的研究

陳 晨，張 舒，熊 奇，張興杰

(浙江工業大學機械工程學院，浙江杭州310014)

0 引言

隨著各種電力電子設備(例如變頻冰箱)進入到電網中，電網中產生了大量的諧波污染，為了解決諧波污染的問題，目前主要的方法有兩種:一種是利用有源或者無源濾波器來增設電網補償裝置，使電力電子裝置所產生的諧波得到補償;另一種是采用PFC 的方法，使電力電子設備得到本質性改進，減少產生或者不產生諧波［1-2］。這兩種方法相比較，第一種方法是在諧波產生以后再進行補償;第二種方法是利用功率因數的校正，抑制諧波的產生，具有非常好的前景。因此，解決電網諧波污染問題的主要方法是采用PFC 技術［3］。

傳統的PFC 變換器首先通過DBR 將交流電轉化成直流電，再經過PFC 校正電路，但是DBR 的加入使得系統的損耗隨著系統功率的增加而增加，并且占具了很大一部分［4-5］。近年來，業界提出了一種沒有采用DBR 的PFC(無橋PFC)拓撲結構，這種拓撲結構減少了電路工作過程中電流流通路徑上的半導體器件數量，降低了通態損耗，從而提高了系統工作效率［6-7］。因此，將無橋PFC 技術應用到直流無刷電機中具有非常大的創新性，減少相應的硬件帶來的損耗，對實現國家節能減排有著可持續發展的戰略作用。

本研究針對現有的各種無橋PFC 電路拓撲結構進行改進，提出了一種具有更少的元器件數量和每半個開關周期導通路徑上的元器件數量的無橋PFC 拓撲結構，能進一步的降低開關損耗，提高系統效率。

1 新型無橋PFC 拓撲結構原理分析

本研究采用的無橋PFC 的拓撲結構如圖1所示。

圖1 無橋PFC 拓撲結構

在一個完整的開關周期內，這個PFC 轉換器分為兩個部分的操作，工作在電源電壓的正半周期和負半周期，由開關S1和開關S2來分別控制。在輸入電壓正半周期，電感L1和二極管D1把能量傳遞給電容Co，類似地，在輸入電壓負半周期，電感L2和二極管D2把能量傳遞給電容Co，在一個開關周期內，這個轉換器中的電流以不連續導通的形式傳遞能量，最后電容Co為負載提供恒定的電壓。

在一個完整的開關周期內，PFC 轉換器可以分為3 個步驟運行，在輸入電壓的正半周期，首先，開關S1打開，對電感L1進行充電，電感L1的電流增加，Co電容放電，接著，S1關閉，電感L1所存儲的能量轉移到電容Co上，直到電感L1完全放電，電感L1上的電流減小至零。最后，電感L1進入非連續傳導，即沒有能量留在電感L1中，在這個過程中，沒有開關和二極管是導通的，電容Co提供能量給負載。在一個完整的開關周期后，開關S1再次打開，重復這個操作。

在輸入電壓的負半周期，首先，開關S2打開，對電感L2進行充電，電感L2的電流增加，Co電容放電，接著，S2關閉，電感L2所存儲的能量轉移到電容Co上，直到電感L2完全放電，電感L2上的電流減小至零。最后，電感L2進入非連續傳導，即沒有能量留在電感L2中，在這個過程中，沒有開關和二極管是導通的，電容Co提供能量給負載。在一個完整的開關周期后，開關S2再次打開，重復這個操作。

2 仿真設計

為了使PFC 轉換器高效率的工作，需要設計合適的電路參數。對于給定的輸入端電源是有效值為220 V的正弦交流電源，那么，其輸入端的平均電壓為［8-9］:

轉換器輸出端的電壓為100 V ～250 V，這個PFC轉換器的電壓轉換比是:

所以相應的最小和最大的電壓轉換比是0.335 6和0.558 0。

在這個PFC 轉換器中的最關鍵的影響傳導模式的電感L1的電感值為:

式中:R—負載阻抗，D—電壓轉換比，f—開關頻率。為了保證轉換器能進入完全的DICM 模式，電感L1和L2的值要小于電感最小臨界值的1/10。

對于這個PFC 轉換器，供電電壓Vi和供電電流Ii以及輸入功率如下:

根據輸出端電容中電流的二階諧波量計算出輸出端的電容值:

根據輸出端電容電流得出輸出端電壓如下:

對于輸出端電容電壓的最大值，sin2ωt 取1，因此:

為了不影響輸入端電流，需要在輸入端設計一個二階低通LC 濾波器來吸收高階諧波，最大的濾波電容值為:

式中:Vmax—輸入端電壓的峰值，Imax—輸入端電流的峰值，ωmax—線頻率的峰值，θ—輸入端電壓和電流之間的位移角。

因此LC 濾波器的濾波電感為:

式中:fc—濾波器的截止頻率，取PFC 轉換器開關頻率的1/10，Ls取基本阻抗的4% ～5%為源阻抗:

3 控制算法

為了進一步提高系統的快速性、穩定性，智能控制技術被應用到各種控制系統中。模糊控制技術是智能控制技術中非常常見的一種，但是，模糊控制技術對于消除系統穩態誤差的性能較差，很難達到較高的控制精度。同時，PI 控制技術對參數確定的系統具有快速性好、精確度高的特點，而模糊控制具有不依賴于系統模型參數、魯棒性強的特點，綜合兩者的特點，采用模糊PI 的控制策略能使輸出電壓精準快速地達到穩定，具有很好的抗干擾性［10］。

模糊PI 控制有兩種形式，為模糊控制與PI 控制分段控制、模糊增益調節PI 控制器。前者是在系統誤差比較大時，通過模糊控制，迅速抑制誤差，使誤差較小到一定范圍，然后通過PI 控制，消除其余的系統誤差。這種方式只是把模糊控制與PI 控制粗糙的結合，其效果不是非常理想，當系統參數改變后，這種方式往往達不到很好的控制效果。后者利用模糊理論，根據相應的模糊規則和模糊推理來確定PI 控制中的參數，即利用系統誤差e(k)以及誤差的變化率de(k)/dt 來實時調整PI 控制器的參數Kp、Ki，以得到更加準確的控制參數。

由于PFC 轉換器工作于DICM 模式，所以通過采集輸出電壓來控制開關S1和S2的占空比。

假定輸出目標電壓為Vo，實際測得的電壓為Vt，那么誤差電壓Ve為:

誤差電壓Ve通過PI 控制器計算后產生控制輸出電壓Vc為:

通過比較高頻鋸齒波Vst 和控制輸出電壓Vc來產生PWM 的控制信號，控制信號關系如表1所示。

表1 控制信號的關系

系統控制直流無刷電機的原理圖如圖2所示。

圖2 直流無刷電機控制原理圖

通過對電機的相位信號來控制VSI 使直流電流供電給三相直流無刷電機。開關管的狀態與BLDC 的位置信號的關系如表2所示，其中，電壓逆變器的開關S1～S6用‘1’和‘0’來代替開關的‘開’和‘關’，Ha、Hb、Hc表示每一相相對于端子‘O’的電壓，用‘1’和‘0’來代替有相電壓和相電壓為零。

表2 開關管的狀態與BLDC 的位置信號的關系

4 實驗及結果分析

為了驗證理論分析，本研究以220 V，50 Hz 的交流電作為輸入電壓，輸出200 V 直流電壓為目標，進行了電路仿真。電路參數如下:濾波電感Lf=1.6 mH，濾波電容Cf= 330 nF，電感L1= 47μH，電感L2=47 μH，輸出電容Co=2 200 μF，開關頻率=20 kHz。Matlab Simulink 仿真電路圖如圖3所示，輸出電壓的波形圖如圖4所示，電感L1和L2的電流及輸入電流的波形對比如圖5所示，經仿真進行FFT 分析后對結果，表明PF 基本為1，THD 為3.47%。

圖3 仿真原理圖

圖4 輸出電壓波形

由圖4 可知，輸出電壓達到200 V 后繼續上升，由于模糊PI 的控制，使輸出電壓下降至200 V 以下后，又緩慢回到200 V 附近并趨于穩定，實現了系統控制的作用。

圖5 電感L1 和電感L2 的電流及輸入電流

又圖5 可知，當輸入電壓處于正半周期時，由于開關S1的開關，電感L1不斷地被充電和放電，電感L1的電流波形呈正弦波的半波，同理，電感L2的電流波形也呈正弦波的半波，輸入電流的波形呈完整的正弦波。3 種電路結構的效率如圖6所示。

圖6 3 種電路結構的效率

通過對圖6 的分析，隨著輸出功率的增大，系統的效率也逐漸增大，采用新型的無橋PFC 技術在輸出功率小于250 W 的應用范圍內，具有較高的效率。

5 結束語

本研究深入分析了無橋PFC 的工作原理，為了進一步減少導通損耗，提高變頻壓縮機的系統效率，提出了一種新型無橋PFC 技術。該技術采用DICM 的工作模式和單周期的控制策略解決了整流橋帶來損耗的問題，通過模糊PI 的控制算法使輸出電壓更加快速的達到穩定。通過對VSI 的控制使直流無刷電機轉速恒定，并且具有較高的系統效率和較低的功耗。同時運用Matlab Simulink 進行了仿真建模與分析，實驗結果驗證了理論分析，為改善變頻壓縮機的實踐和應用奠定了理論基礎。本研究提出的無橋PFC 技術不僅能應用于變頻空調、變頻冰箱中，還能應用于智能電網、通信電源、電動汽車等領域，對社會經濟的可持續發展具有重要意義。

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