單相升/降壓PFC 變換器分階段電流優化控制技術研究

毛 鵬 王川云 賈紅云

（1.南京信息工程大學 南京 210044 2.南京博蘭得電子科技有限公司 南京 210042）

1 引言

在開關電源中，交流/直流（簡稱AC-DC）變換器通常需要具有功率因數校正（Power Factor Correction,PFC）功能。現有應用以升壓型PFC 變換器為主[1]，但在寬輸入、寬輸出電壓變化場合，升壓型變換器并非最佳選項。例如，在電動汽車充電站中，充電機輸入為交流，相電壓有效值為220V，輸出為直流，給電池充電，此時，如果使用升壓型AC-DC 變換器，為得到良好的輸入電流品質，輸出電壓至少要控制在400V 以上，而作為負載的電池，需要的直流電壓在較寬范圍內變化，并且可能低于400V，比如介于100～400V 之間。在類似場合下，采用升壓型變換器實現PFC，將會導致較高的直流輸出電壓，并引發如下問題：①為滿足對負載的供電，需采用多級變換器架構，這將顯著降低系統效率[2]；②增大電路元器件的電壓應力；③增大各級變換器的電壓轉換比，增加系統損耗[3]。顯然，如果直接以負載所需電壓作為AC-DC 變換器的輸出給定，不再顧忌輸出電壓是否大于輸入電壓峰值，則上述三個問題都可解決，而這必須借助具有升/降壓功能的交/直流變換器。

就單相升/降壓AC-DC 變換器而言，根據開關管數量可分為單管、雙管型兩種，前者包括傳統Buck-Boost、Sepic和Cuk 等拓撲，后者類型較為豐富[4]。單管型易于控制，但所有功率的傳輸都要經電感儲能環節間接完成，導致系統效率較低[4]，另外，單管型Buck-Boost 變換器輸出電壓的極性，與整流輸出電壓的極性相反，閉環設計困難，使用范圍也受到很大限制[5]。相對而言，雙管型升/降壓PFC變換器可借助開關狀態的配合，分別呈現為簡單升壓或降壓型PFC 變換器，從而大幅降低間接功率傳遞在總功率中的占比，既降低元器件的電壓應力，又提高系統效率[6-8]。雙管型拓撲具有諸多優勢，但控制難度較大，目前有兩種基本的控制方案：雙電流環控制方案[9,10]和單電流環控制方案[11-14]。后者控制結構較為簡單，得到了各國學者的廣泛關注，但該方案下，為確保控制系統的穩定，必須使升壓側濾波電感的取值足夠小[5,15]。這意味著，為保證較小的輸入電流紋波，不得不大幅提高變換器的開關頻率，而這必將顯著增加系統的開關損耗。

本文結合單相雙管Boost-Buck 交/直流變換器進行研究。首先詳細介紹現有雙環控制方案的基本原理，并分析指出現有方案的優勢，以及存在的不足；在此基礎上提出一種新型組合控制方案，并闡明其實現方法；最后通過基于數字控制的原理樣機，對新型控制方案的有效性進行驗證。

2 采用傳統雙環控制方案的單相級聯型Boost-Buck PFC 變換器

2.1 基本原理介紹

圖1 為單相雙管級聯型Boost-Buck PFC 變換器原理圖，該變換器包含兩個開關管，分別為S_Boost和S_Buck。結合電路圖可知，如果令S_Boost恒關斷，而S_Buck工作在高頻開關狀態，則變換器等效為圖2a 所示的電路，此時，升/降壓變換器等效為含前置LC 濾波的Buck 型PFC 變換器。同樣地，如果令S_Buck恒導通，S_Boost處于高頻開關狀態，則變換器將等效為圖2b 所示的電路，該電路實為傳統單相Boost PFC 變換器，并且在輸出側加了一級LC 濾波器。

圖1 單相Boost-Buck PFC 變換器原理圖Fig.1 Diagram of single-phase Boost-Buck PFC converter

圖2 不同開關組合狀態下的等效電路Fig.2 Equivalent circuit under different switching patterns

為了將輸出電壓控制在給定值，并實現變換器的單位功率因數運行，可采用傳統Boost PFC 變換器的控制方案[11-14]，如圖3 所示：外環為電壓控制環，采用比例-積分（Proportional-Integral，PI）控制，控制器的輸出作為輸入電流的幅值參考；內環為電流控制環，也采用PI 控制，確保輸入電流跟蹤參考電流，實現功率因數校正的目的。

圖3 傳統雙環控制原理圖Fig.3 Traditional scheme with double control loop

傳統Boost PFC 變換器只有一個開關管，內環控制器的輸出直接與三角載波交截，生成所需開關控制信號。與之相比，級聯型Boost-Buck 變換器有兩個開關管，需要兩路控制信號，目前有兩種調制方案：①一路調制信號、兩路載波信號方案[13,14]，即以電流控制器的輸出作為調制波，與兩路三角載波進行交截，如圖4a 所示，其中一路載波信號存在直流偏置；②兩路調制信號、一路載波信號方案[9,10]，如圖4b 所示，其中一路調制信號為電流控制器的輸出，另一路則加入直流偏置，且偏移量與載波幅值相等。上述兩種調制方案都可以自動生成兩路控制信號，而且確保在任意階段，只有一個開關管處于高頻工作狀態，另一個開關管處于恒關斷或恒導通狀態。

圖4 兩種不同的調制策略Fig.4 Two types of modulation scheme

2.2 傳統方案的優點及不足

上面提到的控制方案配合恰當的脈沖寬度調制策略，充分利用了級聯Boost-Buck PFC 變換器的電路特點，確保在任意階段，始終只有一個開關管工作在高頻開關狀態。該控制思路對降低變換器開關損耗十分有利，但傳統控制方案下，不論Buck，還是Boost 工作模式，內環都采用了平均電流控制方案。而升壓、降壓型變換器的電路結構及其控制規律的確都存在顯著差異，這種強行采用同一種電流控制方案的做法，雖在某種程度上簡化了控制系統的結構，但實質上是以變換器升壓階段的電流控制為主，客觀上忽視降壓變換階段電流控制效果的處理方式。畢竟，對于Buck PFC 變換器而言，電荷控制比平均電流控制具有更好的電流控制效果[16]。

3 分階段電流優化控制方案

由上述分析可知，通過兩個開關管開關狀態的配合，可使級聯型Boost-Buck 變換器分時呈現為傳統Boost 或Buck 型PFC 變換器，從而可以以單級Boost 或單級Buck 變換器實現升、降壓轉換。因此，從降低系統損耗角度考慮，本文提出的新型控制方案仍然采用該思路，即當整流電壓|vin|＜vo時，使S_Buck恒導通，變換器等效為Boost PFC 變換器，而當|vin|≥vo時，使S_Boost恒關斷，變換器等效為Buck PFC 變換器。與傳統控制方案相比，新方案擬在升、降壓階段將采用不同的電流控制技術，具體而言，在升壓變換階段采用平均電流控制方案，而在降壓變換階段采用電荷控制[16]，從而確保變換器在整個基波周期內都能實現良好的電流控制效果。下面詳細闡述。

3.1 升壓模式下的控制方案

圖5 為采用平均電流控制的Boost PFC 變換器原理圖，電壓控制器輸出決定輸入參考電流的幅值，電流控制器的輸出作為調制波，與三角載波交截得到控制脈沖。該階段，S_Buck被強制處于導通狀態，vC_link=vo。

圖5 升壓變換階段控制原理圖Fig.5 Control diagram in Boost stage

3.2 降壓模式下的控制方案

降壓工作模式下實現PFC 難度較大，現有方案中，電荷控制方法最為有效，但相關研究也較少，并且主要在模擬方案下進行討論。下面結合 Buck DC-DC 變換器，分析電荷控制技術的原理，并為數字方案下的電荷控制實現方法奠定基礎。

如圖6 所示，〈is_bu〉、〈iL_bu〉、〈iL_bo〉分別為流過開關管、濾波電感L_bu、L_bo的平均電流，Ds_bu為開關管導通占空比。穩態下，式（1）應該成立

圖6 降壓變換器原理圖Fig.6 Diagram of Buck converter

如果電路參數L_bo、Clink選擇合理，可忽略流過Clink的基波電流，則

由式（1）、式（2）可得

由式（3）可知，如果下一開關周期〈iL_bo〉的給定值為，則S_Buck的導通占空比Ds_bu應該滿足

依據式（4）可得Buck PFC 變換器控制系統框圖，如圖7 所示。

圖7 降壓型PFC 變換器控制原理圖Fig.7 Control diagram of Buck PFC converter

3.3 組合型控制方案

結合圖5、圖7 可得單相級聯Boost-Buck PFC變換器的完整控制框圖，如圖8 所示。該控制方案特點如下：①實時地判斷整流電壓|vin|與vo的大小關系，并據此確定變換器應該工作在Boost 模式或者Buck 模式；②當vin峰值大于vo時，一個基波周期內，Boost和Buck 工作模式將交替出現；③Boost和Buck 模式下采用不同的電流控制方案。

圖8 新型組合控制方案原理圖Fig.8 Diagram of integrated control scheme

4 數字控制方案的實現

本文研究采用數字控制方案，需采樣流過電感L_bo和L_bu的電流，以及輸入、輸出電壓。其流程圖如圖9 所示。可以看出，與傳統控制方案相比，新方案下要比較輸入電壓與輸出電壓的大小，首先強行使其中一個開關管處于恒導通或恒關斷狀態。

圖9 數字控制方案下流程圖Fig.9 Flow chart of proposed control scheme

5 實驗驗證

為驗證新型控制方案的有效性，在實驗室搭建了額定功率為1.5kW 的單相Boost-Buck 變換器原理樣機。系統采用數字控制，控制芯片為TI 公司的數字信號處理器TMS320F28027，開關頻率為50kHz。交流輸入電壓基波頻率 50Hz，在Vin(rms)=90V、Vin(rms)=220V 下分別進行了實驗。

5.1 單純升壓變換模式

圖10 為Vin(rms)=90V，Vo=200V，輸出功率Po=0.6kW 時的實驗結果。此時，輸入電壓峰值小于輸出電壓，變換器工作在Boost 模式。實驗結果顯示，采用本文提出的控制方案，輸入側功率因數為0.998。

5.2 升/降壓混合工作模式

圖11 升/降壓混合工作模式下的實驗結果Fig.11 Experimental results under Boost/Buck work mode

圖11 為Vin(rms)=200V，Vo=200V，Po=1.4kW 時的實驗結果。圖11a、圖11b 實驗結果顯示：交流輸入電壓峰值大于輸出電壓時，變換器出現了Boost和Buck 模式交替出現的情況：Boost 階段，S_Buck恒導通，S_Boost工作于開、關狀態，中間電容電壓vC_link=vo；Buck 階段，S_Boost恒關斷，S_Buck工作于開、關狀態，vC_link=vin，證實了理論分析的正確性。輸入電流THD 為4.6%，輸入功率因數為0.997，輸出電壓穩態值為200V，證實了控制方案的有效性。

6 結論

對級聯型Boost-Buck PFC 變換器進行研究，提出一種新型組合控制方案，并進行了實驗研究，結論如下：

（1）單相級聯型Boost-Buck AC-DC 變換器可以以單級Boost 或單級Buck 變換器的形式，分別實現升壓、降壓變換，且保證輸入電流連續。

（2）在升壓、降壓工作模式下，級聯型Boost-Buck 變換器可采用不同的電流控制技術，實現對輸入電流的控制。

（3）升壓階段采用平均電流控制方案，降壓階段采用電荷控制方案，可以確保升/降壓變換器在整個基波周期內都實現良好的電流控制效果，達到電流優化控制的目的。

本文提出的控制方案，也適用于級聯型Buck-Boost 變換器的控制，對于其他具有明顯變結構特征的變換的控制具有重要借鑒意義。需要指出的是，將級聯型升降壓變換器分解為Boost和Buck 兩個工作模態后，為保證系統穩定，電壓控制器、電流控制器的參數需精心設計，這涉及變換器建模的問題，因為該部分內容較多，故將在后續論文中單獨展開。

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