雙波段軟件無線電接收機(jī)射頻前端設(shè)計與仿真*

何 彬，谷廣宇

(裝甲兵工程學(xué)院信息工程系，北京 100072)

0 引言

軟件無線電，最初起源于美國軍方，由于其良好的通用性、兼容性以及升級方便等特點(diǎn)，近年來得到了迅猛的發(fā)展與廣泛的應(yīng)用，同時對于其需求也在不斷擴(kuò)大［1］，尤其是在軍事通信中。

本文從戰(zhàn)術(shù)通信對短波、超短波電臺通用性和兼容性需求出發(fā)，基于軟件無線電理論，綜合考慮短波、超短波接收機(jī)射頻前端的各項(xiàng)指標(biāo)，以通用化、標(biāo)準(zhǔn)化、模塊化為目標(biāo)，研究設(shè)計了一種靈敏度高、動態(tài)范圍大，能跨波段兼容接收短波、超短波無線電接收機(jī)的射頻前端。

1 系統(tǒng)設(shè)計

1.1 射頻前端結(jié)構(gòu)設(shè)計

射頻前端作為軟件無線電接收機(jī)的重要組成部分，若要使其能夠兼容接收不同波段的通信信號，必須能夠工作在較寬的頻率范圍內(nèi)，并完成低噪聲放大、自動功率控制等功能［2］。目前大多數(shù)接收機(jī)射頻前端采用超外差結(jié)構(gòu)，通過一級或兩級混頻濾波，去除接收信號中的干擾信號并獲取足夠的增益。這種結(jié)構(gòu)雖然在增益、靈敏度、干擾抑制等方面性能優(yōu)良，但因?yàn)槠浯嬖阽R頻干擾，需要特殊的中頻濾波器，使得結(jié)構(gòu)復(fù)雜，不易集成，從而增大了接收機(jī)的成本與尺寸，與戰(zhàn)術(shù)通信電臺小型化、通用化的趨勢不符。為簡化設(shè)計，節(jié)約成本，減小尺寸，提高便攜性，本文擬采用直接變頻的零中頻結(jié)構(gòu)設(shè)計軟件無線電接收機(jī)的射頻前端。這種結(jié)構(gòu)采用與載波頻率相等的本振，可直接將射頻信號經(jīng)一次變頻搬移到基帶，不需要為解決鏡頻干擾問題設(shè)計中頻濾波器，因此能夠大大簡化系統(tǒng)、降低成本。其結(jié)構(gòu)如圖1所示，信號由天線接收后，經(jīng)低噪放大(LNA)、電調(diào)衰減及自動增益控制電路(AGC)被調(diào)節(jié)到適當(dāng)?shù)膹?qiáng)度范圍內(nèi)，然后通過濾波及混頻，將信號搬移到零中頻，通過低通濾波器(LPF)濾出有用信號，最后經(jīng)自動增益控制電路獲取零中頻輸出信號。

圖1 直接變頻射頻前端結(jié)構(gòu)Fig.1 Direct conversion RF front end structure

直接變頻的零中頻射頻前端結(jié)構(gòu)，在帶來結(jié)構(gòu)簡單、成本低廉等便利的同時也存在本振泄漏、直流偏移、IQ失調(diào)等問題。對于這些問題可采用一些較為成熟的解決方案［3］，以避免對正常通信造成影響。

1.2 射頻前端技術(shù)指標(biāo)分析

短波戰(zhàn)術(shù)通信電臺，其接收機(jī)性能一般要求達(dá)到－104 dBm的靈敏度和大于90 dB的動態(tài)范圍［4］，超短波電臺接收性能一般要求達(dá)到－113 dBm的靈敏度和大于120 dB的動態(tài)范圍［2］。因此，作為兼容接收短波和超短波雙波段信號的射頻前端，本設(shè)計必須要考慮主要接收指標(biāo)應(yīng)能夠達(dá)到甚至優(yōu)于現(xiàn)行短波和超短波戰(zhàn)術(shù)電臺的基本要求。因此在本設(shè)計中，接收機(jī)射頻前端主要技術(shù)指標(biāo)應(yīng)達(dá)到:工作頻率為3～90 MHz;靈敏度不大于－110 dBm;基帶輸出功率范圍－20～－10 dBm;動態(tài)范圍大于120 dB。其中最關(guān)鍵的設(shè)計目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)高靈敏度接收和承受大動態(tài)范圍的信號變化，目標(biāo)的實(shí)現(xiàn)主要通過合理的指標(biāo)分配和器件選型來實(shí)現(xiàn)，至于三階截點(diǎn)值、帶外衰減等性能指標(biāo)也都受靈敏度與動態(tài)范圍指標(biāo)的影響，并與具體器件性能有關(guān)，在做方案設(shè)計時暫不考慮［5］。

2 技術(shù)方案

2.1 信號動態(tài)范圍計算與分配

射頻前端接收信號強(qiáng)度的計算公式為:

式中，Pt(dB)為發(fā)射機(jī)發(fā)射功率，Gt(dB)為發(fā)射天線增益，Gr(dB)為接收天線增益，f(MHz)為通信頻率，L(km)為通信距離。到達(dá)接收端最小的信號強(qiáng)度即為接收機(jī)靈敏度－110 dBm，最大信號的強(qiáng)度計算時考慮允許接收的一種極端情況為發(fā)射機(jī)輸出功率20 W，兩天線距離1 km，收發(fā)天線增益均為3 dB，通信頻率取3 MHz，則由式(1)計算得此時信號強(qiáng)度 Pr≈7.03 dBm。

此時接收機(jī)輸入端信號的動態(tài)范圍為

在設(shè)計過程中，為保證一定余量，將射頻前端的動態(tài)范圍確定為120 dB。

又由上述分析，接收信號最大極端情況下信號強(qiáng)度為7.03 dBm，而零中頻信號強(qiáng)度為－20～－10 dBm，此時就要求射頻前端需要有至少17 dB的衰減。并由技術(shù)指標(biāo)要求，射頻前端靈敏度小于－110 dBm，即可接收最小信號強(qiáng)度為－110 dBm，要滿足－20～－10 dBm的輸出強(qiáng)度需要有至少90 dB增益。為達(dá)到上述指標(biāo)，本設(shè)計采用了兩組AGC，分別在射頻和基帶進(jìn)行增益控制。第一組位于LNA后，用于防止信號強(qiáng)度過大在后續(xù)處理中產(chǎn)生的溢出、失真等影響，采用PIN管電調(diào)衰減器與可變增益放大器(VGA)芯片組合的方式獲取－30～29 dB的增益范圍。第二組AGC位于混頻濾波之后，經(jīng)這組AGC放大后信號完成射頻前端處理，作為基帶信號輸出。由于頻率較低，此組可采用兩片VGA芯片級聯(lián)方式獲得至少60 dB動態(tài)范圍，以達(dá)到總體120 dB的動態(tài)范圍。

2.2 接收增益的計算與分配

接收機(jī)的增益主要是根據(jù)靈敏度和動態(tài)范圍等技術(shù)指標(biāo)要求所決定。由上述分析所知:雙波段接收機(jī)射頻前端的接收靈敏度應(yīng)小于－110 dBm，零中頻輸出功率范圍為－20～－10 dBm，取最大－10 dBm計算，得總增益為

圖2 射頻前端增益分配Fig.2 Gain distribution of RF front end

設(shè)計時考慮到鏈路耗損與冗余量，將總增益確定為110 dB。選擇如圖1所示的直接變頻結(jié)構(gòu)，以有利于接收機(jī)靈敏度的提高、有助于接收機(jī)抗阻塞和抗干擾能力以及工程上易實(shí)現(xiàn)、穩(wěn)定性好為增益分配原則，同時兼顧動態(tài)范圍要求，考慮各部分模塊具體特點(diǎn)及性能，將射頻前端的總增益分配如圖2所示。

2.3 噪聲系數(shù)計算

信號接收高靈敏度實(shí)現(xiàn)依賴于整機(jī)噪聲系數(shù)的降低。在此設(shè)計中，射頻前端是由多個模塊級聯(lián)來實(shí)現(xiàn)的，在此情況下，系統(tǒng)的總噪聲系數(shù)計算公式為:

式中，F(xiàn)1～Fn為從天線后算起各模塊的噪聲系數(shù)，A1～An為對應(yīng)模塊的增益。

由式(4)可知，系統(tǒng)中越靠近天線的模塊對總噪聲系數(shù)的影響越大。因此，LNA作為系統(tǒng)最前部模塊，選用噪聲系數(shù)在3 dB以內(nèi)低噪聲元件，并應(yīng)具有15 dB以上增益用以抑制后續(xù)模塊對系統(tǒng)總噪聲系數(shù)的影響。之后選用的的PIN二極管衰減器也具有3 dB以內(nèi)的噪聲系數(shù)，同時選用噪聲系數(shù)10 dB以內(nèi)的VGA芯片。這樣濾波混頻前方電路的噪聲系數(shù)將在3.8 dB以內(nèi)，具有40 dB以上的增益，能夠有效抑制后續(xù)電路噪聲系數(shù)，使其對總噪聲系數(shù)影響微乎其微，最終將系統(tǒng)總噪聲系數(shù)控制在6 dB以內(nèi)。

式中，B(Hz)為零中頻帶寬，SNR(dB)為信號解調(diào)所需零中頻輸出信噪比。為滿足戰(zhàn)術(shù)電臺常用的調(diào)制信號在后續(xù)處理要求，需有－110 dB靈敏度及約12 dB零中頻輸出信噪比［6］。對于窄帶接收，零中頻帶寬為10 kHz。此時有靈敏度

S=－174+10lg10000+6+12=－116 dBm能夠滿足系統(tǒng)指標(biāo)要求。

3 主要器件選型及系統(tǒng)的設(shè)計與實(shí)現(xiàn)

3.1 射頻放大模塊

射頻放大模塊位于射頻濾波器之前，用以對天線接收到的信號進(jìn)行預(yù)處理，使其能夠滿足后續(xù)模塊處理的信號強(qiáng)度。首先因處于系統(tǒng)最前部，根據(jù)式(4)要求其噪聲系數(shù)盡可能小，并且為抑制后續(xù)模塊對射頻前端總噪聲系數(shù)影響，又要求有一定的增益。另外為避免信號強(qiáng)度過大在后續(xù)處理中產(chǎn)生的非線性失真，其增益又不能過大。其次，由于射頻前端接收信號的強(qiáng)弱是變化的，因此要求此模塊具有足夠的線性動態(tài)范圍。

基于以上考慮，該模塊由3部分組成，LNA、PIN二極管電調(diào)衰減器以及單片VGA組成。

LNA部分主要為此模塊在噪聲盡可能小的情況下提供一定增益，抑制后續(xù)模塊對射頻前端總噪聲系數(shù)影響，根據(jù)前文分析計算的指標(biāo)要求，可采用商業(yè)集成的單片放大器。本文選用Mini－Circuits公司的Gali74放大器作為前端低噪放大。

Gali74是一款在射頻和中頻都具有廣泛應(yīng)用的寬帶放大器，適用于從直流到1 GHz頻率范圍內(nèi)，具有最大25 dB的增益以及2.7 dB以內(nèi)的噪聲系數(shù)，能夠滿足設(shè)計中分析的指標(biāo)要求。同時該器件具有良好的線性及反向隔離度，還能抑制直接變頻結(jié)構(gòu)存在的本振泄漏問題。

PIN二極管構(gòu)成的電調(diào)衰減器以其控制線性度好、適用頻段寬、插損小、體積小、成本低、而且是完全阻性線性衰減等特點(diǎn)，常用于各種通用寬帶接收機(jī)中［7］。在本系統(tǒng)采用PIN二極管結(jié)構(gòu)的電調(diào)衰減器，可以有效擴(kuò)大射頻前端的增益動態(tài)范圍，同時保護(hù)后續(xù)電路在強(qiáng)信號下免受損壞，避免溢出造成的非線性失真。

目前許多公司都提供了成熟的PIN二極管衰減器應(yīng)用方案，本設(shè)計采用安華高科的HSMP－3816。該器件可工作于0.3～4 GHz，在常規(guī)情況下?lián)碛屑s38 dB的最大衰減量以及3 dB插損，是一個寬帶、低插損，由四個PIN二極管構(gòu)成的π型衰減器，能夠滿足前文分析所需指標(biāo)。

VGA芯片具有集成度高、增益可變、線性度高和低噪聲等優(yōu)良特點(diǎn)，它的外圍電路簡單，可以方便的構(gòu)成性能優(yōu)良的AGC電路。使用VGA構(gòu)成AGC電路，可以實(shí)現(xiàn)很大的增益范圍，同時給予一定的增益(衰減)，提高接收機(jī)射頻前端的靈敏度［4］。通過研究與測量，選用 AD603作為AGC電路的VGA芯片。

AD603是美國AD公司推出的一款寬頻帶、低噪聲、低畸變、增益變化范圍連續(xù)可調(diào)的可控增益放大器，其增益由管腳電壓控制，按線性規(guī)律變化，變化的范圍40 dB，且有很高的穩(wěn)定性。并且根據(jù)其反饋網(wǎng)絡(luò)的不同，AD603可具有3種工作模式:范圍－10～30 dB、帶寬90 MHz的寬帶模式;范圍10～50、帶寬9 MHz的高增益模式與介于前二者之間范圍0～40 dB的中間模式［8］。根據(jù)前文對此模塊需求、指標(biāo)的分析，此處AD603應(yīng)工作在寬頻帶模式，獲取－10～30 dB增益變化范圍。設(shè)計電路如圖3所示，將AD603正參考電平設(shè)置為4.5 V，負(fù)參考電平設(shè)置為AGC端，當(dāng)AGC端輸入4～5 V電平時，信號將獲得－10～30 dB增益。

圖3 AD603寬頻帶工作模式電路Fig.3 Broadband mode of AD603

3.2 混頻器設(shè)計與選型

混頻器也是接收機(jī)射頻前端的重要組成部分，由非線性器件組成，通過將通信信號和本振的頻率進(jìn)行相加或相減運(yùn)算，實(shí)現(xiàn)通信信號的頻率搬移。其動態(tài)范圍、隔離度、變頻損耗等對系統(tǒng)動態(tài)范圍、中頻提取、本振隔離、靈敏度等有著非常大的影響。常見的混頻器有模擬乘法器混頻器、雙極性晶體管混頻器、場效應(yīng)管混頻器、二極管混頻器等類型。本設(shè)計中的混頻器采用Mini－Circuits公司的ADE－1雙平衡混頻器，其輸入端RF/LO的頻率范圍為0.5～500 MHz，輸出的中頻范圍可從直流到500 MHz，變頻損耗約為5 dB，能夠滿足設(shè)計指標(biāo)要求。并且該混頻器在其頻率范圍內(nèi)LO－RF隔離度約55 dB，LO－IF隔離度約40 dB，能夠有效減少本振泄漏對系統(tǒng)影響。

3.3 零中頻AGC模塊

圖4 基帶AGC電路Fig.4 Baseband AGC circuit

基帶AGC模塊仍選用AD603芯片實(shí)現(xiàn)。根據(jù)前文分析，零中頻AGC電路至少需達(dá)到80 dB增益與70 dB動態(tài)范圍的指標(biāo)，而單片 AD603只有40 dB動態(tài)范圍和最大50 dB增益。因此若要完成上述指標(biāo)，需采用兩片級聯(lián)的方式。并且由于此時信號已變換至基帶，可采用高增益模式，是該模塊獲得足夠的增益。基帶AGC電路設(shè)計如圖4所示，圖中兩片AD603皆工作于中間模式，設(shè)置第一片正參考電平為5.5 V，第二片正參考電平為6.5 V，負(fù)參考電平均連接AGC端，當(dāng)AGC端電平在5～7V間變化時，此模塊增益如圖5所示。這樣基帶AGC電路總增益即可達(dá)80 dB并具有80 dB動態(tài)范圍，并且可以與前端放大共用同一AGC電平進(jìn)行增益控制，簡化了控制電路的設(shè)計。

圖5 基帶AGC增益與控制電平關(guān)系Fig.5 Relationship between the baseband AGC gain and control level

以此方案設(shè)計，該射頻前端將具有最大120 dB增益和最大140 dB的動態(tài)范圍。在接收信號信噪比允許的條件下，可接受最小－135 dBm的信號。

4 測試驗(yàn)證及結(jié)果

本設(shè)計采用Multisim10軟件對電路進(jìn)行模擬測試與仿真驗(yàn)證。測試在射頻前端工作頻段選取短波波段、中間波段和超短波波段中具有代表性的低、中、高3 個頻率:5 MHz、30 MHz、90 MHz進(jìn)行。分別在這3個不同載頻下輸入弱(－110 dB)、中(－15 dB)、強(qiáng)(10 dB)3組調(diào)幅信號，信號頻率5 kHz，調(diào)制深度0.5。同時在輸入輸出端對信號強(qiáng)度進(jìn)行仿真測量，以驗(yàn)證該系統(tǒng)在雙波段工作頻率內(nèi)，對不同強(qiáng)度信號的接收程度。圖6顯示了在5 MHz、－110 dB下仿真測量的結(jié)果。最終三組測試的結(jié)果如表1所示。

圖6 5 MHz、－110 dB下仿真測量結(jié)果Fig.6 Simulation results at 5 MHz、－110 dB

表1 測試結(jié)果Table 1 Simulation results

上述測試數(shù)據(jù)表明，該射頻前端設(shè)計方案能夠滿足設(shè)計指標(biāo)要求

5 結(jié)語

本文在軟件無線電的理論基礎(chǔ)上，從結(jié)構(gòu)出發(fā)采用直接變頻的零中頻結(jié)構(gòu)，設(shè)計了一種雙波段接收機(jī)射頻前端。通過軟件仿真，驗(yàn)證了該設(shè)計能夠在輸入跨短波、超短波頻段的接收頻率上，輸出穩(wěn)定的基帶信號，并在滿足通信所需的各項(xiàng)指標(biāo)的基礎(chǔ)上具備較高的靈敏度與較大的動態(tài)范圍。

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